在一些具有直接转换架构的转换装置中，通过将差分模拟I/Q电压形式 的输入基带信号与正弦和余弦RF载波相乘，将其转换成RF信号，正弦和 余弦RF载波是由包括一对正交混频器的切换核心（switch core)中的本地 振荡器（LO)产生的。
这种类型的直接转换可以产生包括相位和振幅信息的RF信号，适于大 范围的无线电标准，诸如GSM、 EDGE、 WCDMA和OFDM。这种类型的 直接转换导致了简化的电路，并且只要满足一定数量条件（或需求），就产 生足够的性能，特别地这些条件（或需求）有：
-对I/Q信号的充分预处理，以达到可接受的信噪比性能，
-I和Q信道之间良好的匹配，以减少所谓的"镜像谱"，
-LO正弦和余弦路径之间良好的相位匹配，以减少镜像谱，
-低直流（DC)失配或偏移，以减少载波泄漏，
-良好的RF隔离，以避免不必要的输出谱恶化，
-基带电路中的低谐波失真，以避免谱生长，
-在混频器之前或之后进行增益控制，以产生覆盖输出功率范围的信号。
如本领域的技术人员所知，这些条件（或需求）中的一些是冲突的。例 如，可以选择较大的匹配晶体管大小，i)以减少随机光刻错误，然后减少失
6配，，以及'ii)以增大设备面积，并减少l/f噪声贡献，但是同时必须选择较 小的匹配晶体管大小，以减少寄生电容，并因此增加开环增益X带宽乘积。
因此，当实现这种直接转换架构所需要的电路时，在需要最高性能的许 多情况下，电子元件的尺寸或晶体管结构的选择，是由相互冲突的需求之间 的折衷产生的，以便找到适合的最佳状态。

因此，本发明的目的是改善这种情况，更精确地说是尽可能多地减少为 解决上面所提到的冲突条件（或需求）而引入的折衷的数量。
为此，提供了一种转换装置，用于在无线通信设备的发射路径中将基带
模拟I/Q输入信号转换成射频（RF)信号，这种装置包括：
-第一和第二处理路径，.其中每个路径包括：
输入节点，第一处理路径的输入节点适于接收输入信号的第一部分，第 二处理路径的输入节点适于接收输入信号的第二部分；
连接到输入节点的输入路径，第一处理路径的输入路径被设置为传递表 示输入信号的第一部分的输入电流，第二处理路径的输入路径被设置为传递 表示输入信号的第二部分的输入电流；
放大装置，包括被馈入输入电流的第一输入端，以及被馈入共模电流的 第二输入端，并被设置为输出放大信号，以及
跨导器，被设置为从放大信号产生第一和第二电流，此第一电流馈入与 放大装置的第一输入端连接的负反馈路径，并在实质上等于输入电流，并且 此第二电流是第一电流的选定缩放拷贝，并且表示输入信号的第一和第二部 分之间的电压差，
-与第一和第二处理路径的输入节点连接的共模输入路径，被设置为从 输入信号的第一和第二部分产生共模电流，以将其馈入每个放大装置的第二 输入端，以及
-切换核心，被设置为将选定的跨导器之一所产生的第二电流与处于选 定射频频率的本地振荡载波进行混频，以便产生表示输入信号的第一或第二 输出RF信号。,根据本发明的转换装置可以包括单独考虑或组合的附加特性，具体地
有：
-每个输入路径可以包括选定电阻的阻性结构，所述阻性结构是相同
的；
每个阻性结构可以是开关阻性结构；
-共模路径可以包括：第一阻性结构，具有选定电阻，并具有与第一处 理路径的输入节点连接的第一端子、以及第二端子；以及第二阻性结构，具 有选定电阻，并具有与第二处理路径的输入节点连接的第一端子、以及第二 端子，所述阻性结构是相同的，并且所述二个阻性结构的第二端子连接在两 个阻性结构之间，并在其间定义了与放大装置的第二输入端连接的共模节 点。
每个阻性结构可以是开关阻性结构； 共模路径可以包括连接到共模节点的容性结构；
-在变例中，每个输入路径可以包括：i)串联安放的第一和第二阻性结 构，具有第一和第二选定电阻，所述两个输入路径的第一阻性结构是相同的， 并且所述两个输入路径的第二阻性结构也是相同的，以及ii)容性结构，具 有连接在第一和第二阻性结构之间的第一端子，以及连接在其间的第二端 子；
至少每个第一阻性结构可以是开关阻性结构：
-辅助放大装置可以包括第一和第二输入端以及第一和第二输出端，第 一和第二输入端分别连接到放大装置的第一输入端之前的输入路径，第一和 第二输出端分别与放大装置的输出端并联；
此辅助放大装置可以包括：O第一偏置路径，被设置为传递第一偏置 DC电流，以及ii)第一和第二晶体管，分别连接到辅助放大装置的第一和 第二输入端以及第一偏置路径，并且分别定义了辅助放大装置的第一和第二
输出端；
此第一偏置路径可以包括选定电阻的阻性结构； -每个放大装置可以包括：i)输入差分级，被设置为从输入电流、共模 电流和第二偏置DC电流产生驱动电流，ii)电流镜像级，被设置为从驱动电流产生放大信号，以及iii)第二偏置路径，用于向输入差分级馈入第二 偏置DC电流；
每个第二偏置路径可以包括选定电阻的阻性结构，所述阻性结构是相同
的；
每个阻性结构可以是开关阻性结构； -每个跨导器可以包括：i)第三偏置路径，用于传递第三偏置DC电流， 以及ii)并联安放的第一和第二压控电流源，第一压控电流源被设置为从输 出放大信号和第三偏置DC电流中产生第一电流，以及第二压控电流源被设 置为从输出放大信号中产生第二电流。
每个跨导器还可以包括与第一压控电流源并联安放的容性结构；
-切换核心可以包括两个混频器，被一起设置为定义双平衡混频器结
本发明还提供了一种转换器，用于在无线通信设备的发射路径中将基带 模拟I/Q输入信号转换成RF信号，该转换器包括两个诸如上面所介绍的转 换装置，对其馈入具有正交相位关系的不同输入信号，并具有各自的跨导器，
对其馈入具有正交相位关系的不同本地振荡器RF载波。
本发明还提供了一种无线通信设备，包括控制装置或诸如上面所介绍的 转换器。
例如，这种设备可以是移动电话。 附图说明
通过分析此后的详细说明和附图，本发明的其他特征和优点将变得显而
易见，在附图中：
图1示意性地图示了直接转换架构中的发射路径的示例； 图2示意性地图示了根据本发明专门用于单边带频率转换的转换器的示
例；
图3示意性地图示了根据本发明的转换装置的实施例的第一示例；
图4在晶体管级更详细地图示了图3所示的转换装置；
图5示意性地图示了根据本发明的转换装置的实施例的第二示例；以及
9图6更详细地图示了图5所示的转换装置的辅助放大器的实施例 的示例。
附图不但用于完整本发明，而且用于本发明的定义，如果需要的话。

如图l中示意性所示，在直接转换架构中，无线通信设备的发射
路径TP主要包括数字基带处理器（或装置）BBD、基带和音频接口 装置BAI、射频（RF)装置RFD和功率放大器PA。
在以下描述中，将认为无线通信设备是诸如GMS移动电话或 GPRS/EDGE移动电话或其他的UMTS移动电话之类的移动电话，该 移动电话适于发射（和接收）相位和/或振幅调制信号。但是本发明并 不局限于这种类型的设备。例如，该无线通信设备也可以是包括通信 装置的膝上型电脑或PDA (个人数字助理）。
针对发射方向，移动电话的数字基带装置BBD主要包括（例如） 语音编码器、信道编码器、交织器和加密器。基带和音频接口装置BAI 主要包括调制器M、与射频装置RFD接口连接的数模转换器DAC。 例如，调制器M可以是8PSK或GMSK I/Q调制器。射频装置RFD 的发射部分主要包括滤波器、增益级和连接到功率放大器PA的根据 本发明的转换器CV(或转换装置CD)。最后，功率放大器PA连接到 射频天线AN。
可以将数字基带处理器BBD、 BAI和射频（RF)装置RFD定义 在同一个芯片或分开的芯片上，此外还可以将这三种装置中任意两个 的组合定义在同一个芯片上。因此，这三种装置可以通过"片到片连 接模式"或"块到块连接模式"（当集成在同一个芯片上时）相互连接。
本发明的目的是提供一种被设置为将调制器M所产生的基带模 拟I/Q信号转换成射频（RF)信号的转换器CV (或转换装置CD)。
这种转换器CV可以只包括一个转换装置CD，诸如此后将参考 图3到图6进行描述的转换装置CD。
但是，如图2所示，转换器CV还可以包括两个转换装置CD1和
10CD2，以允许单边带频率转换。在这种情况下，给第一 CD1和第二
CD2转换装置馈入具有正交相位关系的不同输入信号（I+， I-)和（Q+， Q-)以及具有正交相位关系的不同本地振荡器RF载波。.第一 CD1和 第二CD2转换装置中的每个都包括第一和第二输出端，以传递RF电 流（信号），用以发射。在作为对电流进行求和的节点的第一加法器 AD1中，对由第一转换装置CD1的第一输出端和第二转换装置CD2
的第二输出端所传递的RF电流（信号）进行组合。在作为对电流进 行求和的节点的第二加法器AD2中，对由第一转换装置CD1的第二 输出端和第二转换装置CD2的第一输出端所传递的RF电流（信号） 进行组合。
例如，可以将这种转换器CV用于收发机中。
现在，参考图3，对根据本发明的转换装置CD进行详细描述。
转换装置CD包括第一 PP1和第二 PP2处理路径、连接到第一 PP1 和第二 PP2处理路径的共模输入路径CIP、以及也连接到第一 PP1和 第二 PP2处理路径的切换核心SC。
第一 PP1和第二 PP2处理路径是相同的，虽然其分别接收基带模 拟同相分量差分信号"I+"或基带模拟正交分量信号"Q+"，以及基 带模拟同相分量差分信号或基带模拟正交分量信号"Q-"。
这些基带模拟I/Q信号是分别施加到第一 PP1和第二 PP2处理路 径的输入节点IN1和IN2的电压。
每个处理路径PPi (这里，i=l或2)，包括输入路径IPi (IP1或 IP2)，此输入路径IPi连接到输入节点INi，并被设置为传递表示基带 模拟输入信号I或Q的输入电流。
在实施例的示例中，每个输入路径IPi包括一个阻性结构。这两 个阻性结构的电阻值是相等的。
在图4中所示的实施例的另一个示例中，每个输入路径IPi可以 同时包括阻性和容性结构，以便提供滤波。输入路径IP1和IP2的容 性结构可以耦合到一起，以呈现出差分信号路径。
还可以使用开关阻性结构，来代替一些阻性结构，以便允许多个 路径之间的选择，例如设置滤波器的带宽和/或选择信号增益。每个处理路径PPi还包括放大器Ai(Al或A2),该放大器Ai(Al 或A2)包括：第一输入端，向其馈入通过相应的输入路径IPi传递的 输入电流；以及第二输入端，向其馈入通过共模输入路径CIP传递的 共模电流。
每个放大器Ai包括一个输出端，以便产生放大信号。 这两个放大器A1和A2是相同的，并具有选定的增益。 如下文将要详细描述的，每个放大器Ai可以是运算放大器。 每个处理路径PPi还包括跨导器（transconductor) Ti (Tl或T2), 该跨导器Ti (Tl或T2)被设置为从相应的放大器Ai所产生的放大信 号中产生第一和第二电流。跨导器T1和T2是相同的。
每个跨导器Ti将放大信号（作为电压）转换成第一和第二电流。 第一电流馈入与相应的放大器Ai的第一输入端连接的负反馈路径。第 二电流是第一电流的縮放拷贝，旨在用于切换核心SC。
选择负反馈，以便在放大器Ai的第一输入端处建立虚地节点 VGNi。按照这种方式，并认为放大器Ai具有足够的增益，强制从相 应的跨导器Ti输出的第一电流在实质上等于由相应的输入路径IPi所 传递（或源自输入路径IPi)的电流。因此，流经输入路径IPi的电流 与施加到输入节点IN1和IN2之间的电压差成比例。
共模输入路径CIP连接到第一 PP1和第二 PP2处理路径的输入节 点IN1和IN2，以及放大器Al和A2的第二输入端。
此共模输入路径CIP被设置为，从施加到输入节点IN1和IN2的 基带模拟I/Q输入信号（输入信号的第一和第二部分）中产生旨在用 于放大器Al和A2的共模电压。此共模电压表示施加在I/Q输入节点 IN1和IN2处的共模信号。
在实施例的示例中，共模输入路径CIP包括两个阻性结构Rl和 R2。这两个阻性结构的电阻值是相等的。第一阻性结构R1包括连接 到第一处理路径PP1的输入节点IN1的一个端子，以及连接到共模节 点CN的第二端子。第二阻性结构R2包括连接到第二处理路径PP2 的输入节点IN2的一个端子，以及连接到共模输入节点CN的第二端 子，共模输入节点CN连接到放大器Al和A2的第二输入端。
12在图4中所示的实施例的另一个示例中，共模输入路径CIP可以 同时包括阻性和容性结构，以便提供对共模高频信号的滤波。
可以使用开关阻性结构来代替阻性结构Rl和R2。这些开关阻性
结构可以允许调节放大器Al和A2所见的阻抗，然后匹配连接到其反 相（-）和非反相（+ )输入端的两个分支。例如，当输入级是双极类 型时，开关阻性结构可以允许平衡基极电流所产生的偏移。
切换核心SC被设置为，将选定的跨导器Ti之一所产生的第二电 流与处于选定射频（RF)的本地振荡器载波LO进行混频，以便产生 表示施加到输入节点INi的I或Q输入信号的第一 OA或第二 OB输 出RF信号。
这两个名义上相同的处理路径PP1和PP2的使用，导致从两个 跨导器Tl和T2所输出的电流差与施加到输入节点IN1和IN2的差分 输入电压成比例，处理路径PP1和PP2中的每个路径都是从一个输入 节点IN1或IN2开始工作的，并共享共模偏置点（CN)。
如上所述，通过对两个转换装置CD1和CD2进行组合，可以得 到单边带转换或镜像抑制混频，其中这两个转换装置CD1和CD2, 诸如上面所描述的转换装置，对其馈入具有正交相位关系的基带模拟 1/Q输入信号（I+， I-)以及（Q+， Q-)，以及具有正交相位关系的本 地振荡器RF载波。
由于来自跨导器T1和T2的第二电流是第一电流的缩放拷贝，并 且由于每个第一电流被强制为来自输入路径IPi的电流的拷贝，保证 了馈入切换核心SC的每个第二电流是施加到输入路径IP1和IP2的 差分电压的可靠镜像。
在图4中图示了上面参考图3所描述的转换装置CD的晶体管级 的实施例的详细示例。
在此示例中，输入路径IP1和IP2分别包括串联安置的两个电阻 器（R3和R4)以及（R5和R6)，以及一个电容器Cl或C2。
电阻器R3和R5是相同的。电阻器R4和R6也是相同的。
电容器Cl包括连接在两个电阻器R3和R4之间的第一端子，以 及第二端子。电容器C2包括连接在电阻器R5和R6之间的第一端子，以及连接到电容器Cl的第二端子的第二端子C2。电容器Cl和C2 实现了一阶低通差分滤波器，从而减少了高频噪声的贡献。
电容器C1和C2是相同的。在简化的装置中，可以将两个电容器 Cl和C2合并为具有等于Cl 一半或C2 —半的值的单一元件中。
此外，在这个示例中，共模输入路径CIP包括上面所提到的两个 电阻器R1和R2，以及电容器C3。此电容器C3允许对共模高频信号 进行滤波。
此外，在这个示例中，每个差分放大器Ai (A1或A2)是包括若 干级的运算放大器，此若干级为：输入差分级和电流镜像级。
例如，每个输入差分级包括两个PMOS晶体管（Pl和P2)或（P3 和P4)，被设置为将输入电压和共模电压（一起定义了输入误差信号） 转换成用于驱动相应的电流镜像级的电流。
例如，每个电流镜像级包括两个相匹配的NPN晶体管（Nl和 N2)或（N3和N4)。每个NPN晶体管Nl到N4在其发射极处通过 名义上相等的电阻器（分别是R7、 R8 、 R9、 Rl0 )而简并（degenerated)。
每个差分放大器Ai(Al或A2)还包括偏置路径BPi(BPl或BP2)， 被设置为向相应的输入差分级馈入偏置DC电流。例如，每个偏置路 径BPi包括电阻器Rll或R12，电阻器Rll或R12连接在PMOS晶 体管（P1和P2)或（P3和P4)的公共源节点和偏置DC电流源节点 (未示出）之间。
此外，在这个示例中，每个跨导器Ti (T1或T2)包括并联安置 的两个压控电流源。例如，这些压控电流源是由NPN晶体管与连接在 发射极和地之间的电阻器一起构成的。在NPN基极处施加输入电压， 然后从集电极处得到输出电流。每个第一电流源（N5和R13)或（N7 和R15)与相应的第二电流源（N6和R14)或（N8和R16)并联在 一起。
此外，每个跨导器Ti (T1或T2)包括偏置路径（BP3或BP4)， 被设置为向相应的第一压控电流源（N5和R13)或（N7和R15)馈 入偏置DC电流。例如，每个偏置路径BP3或BP4包括电阻器R17 或R18，电阻器R17或R18连接在相应的NPN晶体管N5或N7与偏置DC电流源节点（未示出）之间。
每个跨导器Ti还可以包括与第一压控电流源（N5和R13)或（N7 和R15)并联安放的电容器C4或C5。将每个电容器C4或C5用于固 定相应的放大器Ai的开环主极点，以便保证其在反馈回路内的稳定 性。此外，电容器起了确定电路线性度以及对电路噪声贡献进行滤波 的作用。
每一个第二压控电流源（N6禾BR14)禾B (N8和R16)的输出端 (晶体管N6和N8的集电极）都连接到切换核心SC。
例如，此切换核心SC包括两对NPN晶体管（N9和N10)以及 (Nil和N12)。例如，以公知的双平衡混频器结构（有时称为"Gilbert 单元"）的形式，这四个NPN晶体管N9、 NIO、 N11和N12连接到一 起。第一和第二对的晶体管N9和N11的公共集电极输出端向外部负 载提供电流0A，而第一和第二对的晶体管N10和N12的公共集电极 输出端向另一个外部负载提供电流OB。由处于期望RF频率的第一本 地振荡器信号来驱动晶体管N9和N12的基极，并由处于相同RF频 率的第二本地振荡器信号来驱动晶体管N10和N11的基极。第一和第 二本地振荡器RF信号是差分信号。
为了允许对旨在用于馈入切换核心SC的不同电流拷贝进行选 择，每个跨导器Ti (Tl或T2)可以包括若干（至少两个）相同的第 二电流源（N6禾BR14)或（N8和R16)。
在这种情况下，第二电流源的集电极连接到输出节点（其自身连 接到切换核心SC)，而这些第二电流源的基极通过专用开关单独连接 到相应的放大器输出端。例如，这种开关可以是NMOS晶体管。
关于这种装置，其电流增益因子取决于同时连接到相应的放大器 输出端的第二电流源的数量。例如，如果N个第二电流源之中只有一 个连接到相应的放大器输出端，则馈入切换核心SC的电流拷贝等于I。 现在，如果N个第二电流源之中有3个连接到相应的放大器输出端， 则馈入切换核心SC的电流拷贝等于3*1。更普遍地，如果N个第二 电流源之中有n ("n《N)个连接到相应的放大器输出端，则馈入切 换核心SC的电流拷贝等于nn。
15转换装置CD的若干性能参数与特定元件的尺寸有关。例如，每
个放大器Ai的输入差分PMOS晶体管的大小在以下几个方面起作用--固有的1/f噪声随着差分PMOS晶体管面积的增大而减少，-与稳定性要求相关的第二极点，随着差分PMOS晶体管变小而
移向更高频率，
-信道宽度与长度的比，确定了晶体管跨导（Gm)。随着Gm增大，开环增益和闭环线性度增大，但使得主极点移向更高频率，-更大晶体管具有更好的匹配，从而降低了DC偏移。因此，最佳晶体管大小取决于不同性能需求之间的折衷。当设计这种转换装置CD以工作于线性发射链（即没有限幅器电路，允许对下链路的振幅调制进行可靠再现）时，通常需要工作在大范围信号电平内。例如，在EDGE标准的情况下，信号范围大约等于50dB，对应于天线发射功率中所需要的变化。同时，在此信号范围内， 一定的电路非理想性需要保持在给定水平以下，例如：-对镜像抑制起作用的I/Q增益失配，-相对于产生载波泄漏的信号电平的DC偏移，-热噪声源，随着期望信号输出电平的下降而变小。为了继续减少以及可能抑制引入的折衷数量，可以修改转换装置CD的上述示例。
第一解决方案存在于使用适当的縮放的开关阻性结构（或电阻器）来取代一些阻性结构（或电阻器）。优选地， 一个开关阻性结构可以同时取代输入路径IP1和IP2的阻性结构R3、 R4、 R5和R6，以及跨导器Tl和T2的偏置路径BP3和BP4的阻性结构R17和R18。此外，可以将电阻器与电阻器R3和R4的公共节点与电阻器R5和R6的公共节点之间的电容器Cl和C2并联来切换，以便在不必对电阻器R3到R6的值的范围进行重大修改的情况下，增大增益步幅的范围。针对给定的输入差分电压（I/Q)，由于第一电阻器R3和R5将电流调整到放大器的虚地节点VGN1和VGN2，而第二电阻器R17和R18将电流调整到跨导器第一电流源（N5和R13)或（N7和R15)，因此可以同时设置总的转换装置增益，并适配DC偏置，以便确定调制深度的期望水平。
可以回想到，调制深度是信号电流水平中的峰值变量相对于设备节点上的DC电流的比。随着调制深度接近100%，设备功率效率增加到最大水平。此外，通过相对于信号电平缩放DC功率，可以縮放特定非理想性的影响，
诸如晶体管噪声源的贡献，以及一些DC偏置的影响。然而，过高的调制深度导致其他问题，诸如增加了固有非线性。因此，两个处理路径PP1和PP2
中的电阻器的比的慎重选择，允许在针对不同输出信号功率的这些限制之间找到适当的折衷。
图5中图示了第二解决方案。图5中所示的转换装置CD与上面参考图3和图4所描述的转换装置CD相同，但是具有用作DC补偿放大器的辅助放大器AA。
此辅助放大器AA包括对称连接在两个处理路径PP1和PP2之间的两个输入端，更具体地是连接在其各个虛地节点VGN1和VGN2之间，正好在放大器Al和A2的第一输入端之前。辅助放大器AA还包括在放大器Al和A2以及跨导器Tl和T2之间与处理路径PP1和PP2并联的两个输出端。
图6中图示了辅助放大器AA的晶体管级的实施例的详细示例。
在此示例中，辅助放大器AA包括差分对PMOS晶体管P5和P6，以及用于给差分对PMOS晶体管P5和P6馈入偏置DC电流的偏置路径BP5。例如，偏置路径BP5包括电阻器R19。
与构成每个放大器Ai的元件相比，优选地，选择具有充分更大面积的辅助放大器AA (或DC补偿放大器）的输入PMOS。此外，优选地，选择具有更大值的DC偏置电阻器R19，以便产生较小的偏置DC电流。
为了理解辅助放大器AA的效果，必须首先分析在每个放大器的虚地节点VGNi处所呈现的信号。
存在两个主要项，都是来自每个放大器Ai周围的负反馈。
首先，每个放大器Ai的第一和第二输入端之间的DC电压差是对差分级的DC失配贡献的测量。两个放大器Al和A2的系统偏移是由结构的不平衡引起的，例如，与放大器电流镜像级所需要的相比，驱动跨导器电流源所需的基极电流。由于这些系统效果出现在两个路径
上，其在虚地节点VGN1和VGN2，也就是辅助放大器AA (或DC 补偿放大器）的两个输入端之间没有引入电势差。然而，在反馈环内 名义上相同的元件之间的随机失配以适当的权重出现，从而产生针对 每个放大器Ai的独立DC偏置项。因此，辅助放大器AA (或DC补
偿放大器）产生与该电压成比例的差分输出电流。其在输出端处以一 定极性注入，以便最大程度地消除偏移。
此外，第二信号是调制调流的镜像。由于有限的开环放大器增益， 因此导致小输入误差信号，镜像必须在需要的方向上驱动放大器Ai。 假设，放大器负载阻抗主要是由跨导器Ti所呈现的负载确定的，因此 反馈低频AC电流由以下方程确定：'
其中，AV^是放大器差分输入电压，Gpmos是PMOS输入晶体管差分 对跨导，N是输出端和反馈跨导器T1和T2之间的电流比，而Vs是 通过阻抗Rm施加到输入路径IPi的输入信号（I或Q)。 因此，放大器差分输入电势与AC信号电压的比等于-
△4— (AT + 1)
典型的电流设计导致1%以下的电压比，即开环增益大于40dB。 相比较而言，放大器输入端看到完全（100%)的等效输入偏移电压。
处于更高的频率时，主极点电容器在放大器的输出端处减少与跨 导器输入端所呈现的负载阻抗相并联的负载阻抗。这使得环路增益下 降，并因此导致更大的输入误差信号来驱动放大器反馈。
现在，放大器环路的主要目的是对跨导器Ti进行线性化，以便支 持高调制深度，从而导致针对给定带宽线性水平的更低噪声。因此， 接下来放大器输入端看到预失真信号，以便进行跨导器的基级处所需 要的信号进行镜像。主要的非线性项来自指数形式的基极发射极电压 定律。然而，在电流方面，由于各种并联负载阻抗，这是更复杂的。
18预失真包含调制信号的谐波项。由于具有递减增益的回路周围的反馈 作用，调制信号越接近放大器主极点的频率，预失真电压可以看到针 对较高阶谐波的更多预强调。
因此可以看出施加到辅助放大器AA的信号包括以下三项-
-由于随机元件失配导致的放大器Ai的等效输入DC偏移， -表示期望调制的小部分的AC信号，以及
-由于前向路径中的非线性导致的谐波失真项。
由输入晶体管P5和P6的大小的选择以及通过偏置路径BP5传递 的DC偏置电流来确定辅助放大器AA的尺寸。选择晶体管P5和P6, 使得其充分大于放大器A1和A2中的那些晶体管，以便具有较低的统 计失配，从而得到减少的DC偏移，以及较低的1/f噪声拐角（corner) 频率。由于其不仅旨在补偿DC，而且优选地并不对信号起作用，选 择DC偏置电流和跨导器，以便给出减小的增益，以及低于放大器Ai 的截止频率。
所引入的DC补偿度取决于相关的晶体管跨导。此外，可以引入 一定的校正，直到辅助放大器AA的DC偏置电流的水平。不能校正 将比源自辅助放大器AA的电流大的电流引入的偏移。
根据本发明的转换装置CD和转换器CV可以是通过芯片工业制 造中所使用的任意技术来实现的集成电路。
本发明不局限于上述只是作为示例的转换装置、转换器和无线通 信设备的实施例，本发明包括了本领域的技术人员在权利要求的范围 内所考虑的所有可选实施例。