在无线电通信系统中，为了易于传输，混频器用来将基带信号上 变频为更高频率的(例如射频(RF))信号；为了易于信号处理，混频 器也可将高频信号下变频到基带。存在各种类型的混频器，包括非均衡、 单均衡、双均衡以及四象限或吉尔伯特混频器，关于各种混频器的一般 信息，读者可以参考“Radio-Frequence Microelectronic Circuits for Telecommunication Applications(用于电信应用的射频微电子电 路)，”Yannis E.Papananos，ISBN 0-7923-8641-8，Kluwer Academic Publishers，Boston，1999。
吉尔伯特混频器很通用，因为该混频器的设计提供合理的变换增 益(即中间频率(IF)输出功率与RF输入功率相比)、在RF和本振(LO) 端口上的好的镜像抑制和差分IF输出。图1说明一个可用来下变频高 频(例如，RF)信号的示例吉尔伯特混频器100的电路图。可以看出， 吉尔伯特混频器100由两个主要部分组成：一个用于接收并放大RF信 号的放大器102，和一个用来对RF信号和LO信号进行混频以生成IF 信号的混频器核104。
放大器102包括两个相连用作典型的单级(即一个晶体管级)放 大器的晶体管Q1和Q2。每个晶体管的源极端子都通过各自的反馈电阻 RE连接到公共接地Vss上。两个晶体管Q1和Q2的栅极端子形成输入端口 106，经由该端口接收RF输入信号。然后通过晶体管Q1和Q2的漏极端 子为混频器核104提供RF输入信号。上述的单级安排也称作“局部反 馈”安排，其原因是晶体管输出ie对晶体管输入vb的直接影响：
Vb＝Vbe+icRe               (1)
混频器核104包括4个相连作为典型混频器电路的晶体管Q3-Q6。 晶体管Q3&Q4的源极端子和晶体管Q1的漏极端子相连。同样，晶体管 Q5&Q6的源极端子和晶体管Q2的漏极端子相连。晶体管Q4&Q5的栅极 端子相连组成LO输入端口108的一个末端。晶体管Q3&Q6的栅极端子 相连组成LO输入端口108的另一个末端。晶体管Q3&Q5和Q4&Q6的漏 极端子一起组成IF输出端口110。上拉电阻R将晶体管Q3-Q6的漏极 端子和电源连接起来。
吉尔伯特混频器100的操作如下：在晶体管Q1和Q2的栅极之间没 有任何电压差时，它们的漏极电流ic基本上是相同的。因此，施加在 LO输入端口108上的电压不会导致在IF输出端口110上出现不同。如 果在RF输入端口106(例如，由于晶体管Q1和Q2不匹配)处有一个小 的DC偏置，则将只导致LO信号到IF输出端口110的小的馈通，其一 般将被一个IF滤波器(未给出)阻止掉。相反，如果将RF信号施加在 RF输入端口106上，但是没有在LO输入端口108上施加电压差，那么 IF输出端口110将再次平衡。小的偏置电压(由于集体管Q3-Q6不匹 配)可能导致一些RF信号馈通至IF输出端口110，然而，如前面所述， 这将被IF滤波器抑制掉。因此，只有在同时向LO输入端口108和RF 输入端口106都提供信号时，信号才会在IF输出端口110上出现。
一般来说，吉尔伯特混频器有一个问题：对于现代无线电通信系 统，放大器102无法实现足够高的线性范围。图2是示出吉尔伯特混频 器100的RF输入电压(VRF)和输出电压(VIF)之间的关系的示例曲线 图。可见，对于特定的工作范围，在VRF和VIF信号之间(一般是在点200 和202间)基本上是线性关系。该响应主要是由于放大器102在该工作 范围上的线性跨导。然而，在该工作范围外，吉尔伯特混频器100逐渐 变得非线性。线性工作范围的大小主要取决于Q1和Q2的工作点和为放 大器102所提供的反馈。一般来说，反馈量增加将导致混频器的线性增 加。例如在图1中，电阻RE为放大器102提供反馈。如果增加反馈电 阻RE的电阻，则会增加吉尔伯特混频器100的线性。
尽管上述吉尔伯特混频器的设计可为以前的系统提供足够的线 性，但是诸如UMTS(通用移动电信系统)之类的无线电通信系统却有 高得多的线性要求，这是因为结合降低的电源电压使用了新的调制技 术。也就是说，诸如UMTS之类的现代无线电通信系统要求混频器有一 个更大的线性工作范围。这一增加的线性要求正在扩展大多数现有吉尔 伯特混频器的设计的性能。具体来说，当使用低的电源电压时，现有吉 尔伯特混频器设计的单级放大器的局部反馈安排无法提供足够的反馈 以产生现代无线电通信系统所要求的线性。

因此，期望提供一个与现有吉尔伯特混频器相比能够以更高的线 性工作的吉尔伯特混频器。特别地，期望提供具有改进的放大器反馈的 吉尔伯特混频器，该反馈可以产生现代无线电通信系统所要求的增加的 线性。
根据本发明的一种混频器电路，包括：混频器核，该混频器核被 配置为接收输入信号，并对输入信号和本振信号进行混频以产生经混频 的输出信号；耦合到所述混频器核并可以放大由混频器核接收的所述输 入信号的多级放大器，所述多级放大器至少包括一个第一晶体管级和一 个第二晶体管级；和连接所述第一晶体管级和所述第二晶体管级的全局 反馈网络，所述反馈网络被配置成提供从所述第一晶体管级到所述第二 晶体管级的反馈，使得在为多级放大器提供高输出阻抗和低输入阻抗的 同时精确地控制多级放大器的增益。
根据本发明的一种改进混频器电路中的线性的方法，所述混频器 电路包括一个混频器核，该混频器核被配置为接收输入信号，并对所述 输入信号和本振信号进行混频以产生经混频的输出信号，所述方法包 括：耦合一个多级放大器到所述混频器核，所述多级放大器可以放大由 混频器核接收的所述输入信号，并至少包括一个第一晶体管级和一个第 二晶体管级；和在所述第一晶体管级和所述第二晶体管级之间耦合一个 全局反馈网络，所述全局反馈网络被配置成提供从所述第一晶体管级到 所述第二晶体管级的反馈，使得在为多级放大器提供高输出阻抗和低输 入阻抗的同时精确地控制多级放大器的增益。
根据本发明的一种可以对高频信号进行下变频或对基带信号进行 上变频的无线电通信系统，包括：混频器电路；所述混频器电路中的一 个混频器核，该混频器核被配置为接收输入信号，并对输入信号和本振 信号进行混频以产生经混频的输出信号；耦合到所述混频器核并可以放 大由混频器核接收的所述输入信号的多级放大器，所述多级放大器至少 包括一个第一晶体管级和一个第二晶体管级；和所述连接第一晶体管级 和所述第二晶体管级的全局反馈网络，所述全局反馈网络被配置成提供 从所述第一晶体管级到所述第二晶体管级的反馈，使得在为多级放大器 提供高输出阻抗和低输入阻抗的同时精确地控制多级放大器的增益。
根据本发明的至少具有一个第一相位混频器核、一个第二相位混 频器核和一个耦合到所述第一相位混频器核及所述第二相位混频器核 的放大器的多相位混频器，所述放大器包括：第一晶体管级，具有用于 驱动每个混频器核的分离的驱动器；第二晶体管级，用于接收输入信号； 和分离的全局反馈网络，用于将所述放大器的所述第一晶体管级的每个 驱动器连接到所述第二晶体管级，每个反馈网络被配置成提供从所述第 一晶体管级到所述第二晶体管级的反馈，使得在为多级放大器提供高输 出阻抗和低输入阻抗的同时精确地控制多级放大器的增益。
简短来说，本发明针对用于提供改进线性的吉尔伯特混频器的方 法和系统。本发明的吉尔伯特混频器包括一个耦合到高线性多级放大器 上的传统混频器核。多级放大器包括两个或更多个在全局反馈安排中连 接在一起的晶体管级。全局反馈为放大器提供与局部反馈安排相比更大 的环路增益，因而增加了放大器的线性。另外，在放大器中有多个晶体 管级可以更好地隔离RF输入信号和LO输入信号。而且，通过在多级放 大器中提供并行输出级，可在几个混频器核共享反馈机制的同时从相同 的源处驱动所述几个混频器核。
通常，一方面，本发明针对混频器电路。混频器电路包括一个混 频器核，该混频器核被配置为接收输入信号，并对本振信号和输入信号 进行混频以产生经混频的输出信号。该混频器电路进一步包括一个耦合 到混频器核并可以放大输入信号的多级放大器，该多级放大器至少包括 一个第一晶体管级和一个第二晶体管级。全局反馈网络连接第一晶体管 级和第二晶体管级，并被配置成提供从第一晶体管级到第二晶体管级的 反馈。
通常，另一方面，本发明针对改进混频器电路中的线性的方法。 混频器电路包括一个混频器核，该混频器核被配置成接收输入信号，并 对输入信号和本振信号进行混频以产生一个经混频的输出信号。所述方 法包括将一个多级放大器耦合到混频器核，其中该多级放大器能够放大 输入信号并且至少包括一个第一晶体管级和一个第二晶体管级。该方法 进一步包括连接第一晶体管级和第二晶体管级之间的全局反馈网络。该 反馈网络被配置成提供从第一晶体管级到第二晶体管级的反馈。
通常，一方面，本发明针对可以下变频高频信号或上变频基带信 号的无线电通信系统。该系统包括一个混频器电路，该混频器电路有一 个混频器核，该混频器核被配置为接收输入信号，并对本振信号和输入 信号进行混频以产生经混频的输出信号。一个多级放大器被耦合到混频 器核并可以放大输入信号。该多级放大器至少包括一个第一晶体管级和 一个第二晶体管级。一个全局反馈网络连接第一晶体管级和第二晶体管 级，并被配置成提供从第一晶体管级到第二晶体管级的反馈。
通常，另一方面，本发明针对一个吉尔伯特混频器，该混频器有 一个混频器核，该混频器核被配置为接收输入信号，并对本振信号和输 入信号进行混频以产生经混频的输出信号。一个放大器被耦合到混频器 核并可以放大输入信号。该放大器至少包括一个第一晶体管级和一个第 二晶体管级。一个全局反馈网络连接第一晶体管级和第二晶体管级。该 反馈网络被配置成提供从第一晶体管级到第二晶体管级的反馈。
通常，另一方面，本发明针对一个多相位混频器，该混频器至少 有一个第一相位混频器核和一个第二相位混频器核。一个放大器被耦合 到第一相位混频器核和第二相位混频器核的放大器。该放大器包括第一 级和第二级，第一级具有用于驱动每个混频器核的分离的驱动器，第二 级用于接收输入信号。一个分离的全局反馈网络将放大器的第一晶体管 级的每个驱动器连接到第二晶体管级。每个反馈网络被配置成提供从第 一晶体管级到第二晶体管级的反馈。
应该强调：说明中所用的术语“包括”用来规定所述特征、整体、 步骤或组件的存在，但是不排除存在或增加一个或多个其它特征、整体、 步骤、组件或其组合。
附图说明
通过结合附图参考下面的详细描述，可以更好地理解本发明，其 中：
图1是典型吉尔伯特混频器的一个示意图；
图2是示出典型吉尔伯特混频器的线性曲线图；
图3是根据本发明的各实施例的吉尔伯特混频器的示意图；并且
图4是根据本发明的各实施例的示例性多相混频器的示意图。

以下内容是参考附图进行的对本发明的详细描述，在附图中相同 或相似元件的标注数字是通用的。应该注意，附图中所示的晶体管本质 上是通用的，并不表示对特定类型晶体管的偏好。同样，这里提供的方 程本质上也是通用的，并不表示对特定类型晶体管的偏好。此外，在此 描述的所有电阻可是某些其它形式的阻抗，例如容性(C)、阻性(R)、 感性(L)、RC、RL等等。一般来说，本发明可以用任何合适类型的晶 体管实现(例如BJT、MOS、P-MOS、N-MOS、NPN、PNP等)，其中可以 使用任何合适的反馈机制(例如容性、阻性、感性、RC、RL等等)， 并且也可以使用任何合适的偏置方案(例如电流源、自举电路、电阻、 LC等等)。
本发明的各实施例提供一个改进的吉尔伯特混频器，本发明的吉 尔伯特混频器包括一个耦合到高线性的多级放大器上的传统混频器核。 该多级放大器包括两个或更多个在全局反馈安排中连接在一起的晶体 管级。全局反馈为放大器提供与局部反馈安排相比更大的闭环增益，因 而增加了放大器的线性。
图1中所示的局部反馈安排的一个基本局限是，反馈量取决于反 馈电阻RE上的压降。反馈量可按照环路增益L测量，对此可给出的简 化的表达式为：
L＝gmRE                    (2)
其中gm是晶体管(例如Q1和Q2)的跨导，RE是反馈电阻。具体来 说，对于双极结型晶体管(BJT)，跨导gm取决于晶体管Q1或Q2的集 电极电流Ic和晶体管的热电压VT(室温下约为25mv)，因此，gm可表达 为：gm＝Ic/VT                        (3)
这样，环路增益L的方程变为：
L＝(IcRE)/VT＝VE/VT                       (4)
从方程(4)可见，环路增益L受反馈电阻RE上的电压VE的限制， 可以按照环路增益L定义反馈因子F以表示提供给放大器的反馈量其 中F＝1+L。反馈因子F的改进将导致吉尔伯特混频器线性的改进。然 而，由于反馈电阻RE上的电压VE对L的限制，改进量也受到限制。例 如，假设在一般情况下，VE＝0.5，那么反馈因子受限于最大值F＝21。 对于其它晶体管类型(例如，MOS等)，可得出相似的结果。
而且，因为局部反馈安排在设计上是一个单级安排(即一个晶体 管级)，RF输入信号与LO输入信号的隔离对诸如UMTS之类的现代无 线电通信系统来说可能不够高。
因此，根据本发明的各实施例，对于放大器使用全局反馈安排而 不是局部反馈安排。此时参考图3，其中示出一个根据本发明各实施例 的吉尔伯特混频器300。本发明的吉尔伯特混频器300和图1的吉尔伯 特混频器100一样，包括一个放大器302和一个混频器核304，混频器 核304是一个典型的混频器电路，它基本上与图1所示的混频器核104 相同。另一方面，放大器302是一个多级放大器设计，它在很大程度上 偏离了现有吉尔伯特混频器放大器的设计。
如上面所提到的一样，本发明的放大器302至少包括一个附加晶 体管级，QM1和QM2，它们连接到现有的晶体管Q1和Q2上。第二级晶 体管QM1和QM2的源极端子与公共接地Vss相连。第二级晶体管QM1和 QM2的漏极端子分别与第一级晶体管Q1和Q2的栅极端子相连。上拉电 阻Rc将第二级晶体管QM1和QM2的漏极端子和电源Vdd连接起来。此时 第二级晶体管QM1和QM2的栅极端子组成RF输入端口306。(LO输入 端口308和IF输出端口310以和图1中对应部件基本上相同的方式组 成。)上拉电阻Rb将第二级晶体管QM1和QM2的栅极端子和电源Vdd连 接起来。根据本发明的各实施例，反馈电阻RF将第一级晶体管Q1和Q2 的源极端子分别连接到第二级晶体管QM1和QM2的栅极端子。反馈电 阻RF帮助定义贯穿多级放大器302两级的全局反馈。对连接Rb、RF、QM1 栅极端子和RF输入(iin)的节点使用基尔霍夫定律，可得到如下表达 式：
iin＝ib-REie/(RE+RF)                (5)
注意在方程(5)中，反馈信号REie/(RE+RF)是按照电流定义的，而 在方程(1)中，反馈信号icRE是按照电压定义的。当环路增益很大时 (例如，L＞＞10)，ib将非常小，增益可以表示为：
$\frac{i_c}{i_{\mathrm{in}}}\approx -(1+\frac{R_F}{R_E})---\left(6\right)$
现在将对于晶体管QM1和Q1(在很大程度上与晶体管QM2和Q2相 同)描述放大器302的操作。这两个晶体管的组合环路增益可以定义为 L2＝β2Ai，其中β2是电流反馈网络的传输函数，并且在此情况下由RE和 RF的网络确定(假设当QM1的栅极端子是虚地时环路增益L是高的)：
${\beta }_2=\frac{R_E}{R_E+R_F}=\frac{R_E//R_F}{R_F}---\left(7\right)$
Q1和QM1的开环增益可表达为：
$A_i=(R_F//R_{\mathrm{iM}1})\times g_{\mathrm{mM}1}\times (R_c//R_{i1})\times \frac{g_m}{1+g_m{R}_E}---\left(8\right)$
这里Ri1和RiM1分别表示从输入节点Q1和QM1看进去的输入阻抗，Rc 是QM1集电极的偏置阻抗。根据方程(7)，可见由QM1提供的附加环 路增益LM1为：
$L_{M1}=\frac{(R_F//R_{\mathrm{iM}1})\times g_{\mathrm{mM}1}\times (R_c//R_{i1})}{1+{g_{m}R}_E}---\left(9\right)$
该附加阻抗可重新写作AM1/F1，其中
AM1＝(RF//RiM1)×gmM1×(Rc//Ri1)            (10)
它代表被看作跨阻抗放大器QM1的增益，而F1＝(1+gmRE)仅是Q1的 简化反馈因子(回想如上定义为F＝1+L的单级放大器的反馈因子)。 因此，在正确选择电阻的情况下，可以获得一个大于从单级放大器(例 如图1中示出的放大器)中获得的增益的增益。因此，通过在吉尔伯特 混频器中使用多级放大器，可以更容易地满足更高线性的要求。而且， 使用多级放大器，也可以改进RF输入信号和LO输入信号的隔离。
应该注意，尽管描述了两级放大器，但是在一般情况下，对于多 级放大器，QM可以代表级联的一个或多个晶体管。而且，尽管是针对 下变频应用描述了本发明，但是本文的原理和教导同样适用于上变频应 用。
图4说明本发明的一个实施例，其中吉尔伯特混频器300用于实 现正交混频器400。示例正交混频器400包括一个混频器级402、一个 分离器级404和一个低噪放大器(LNA)级406。对于这些级的更完整 描述，参考名称为“Quadrature Switching Mixer(正交切换混频器)” 的、于2003年3月6日提交的美国使用新型专利申请序列号 10/383,370，在此引用该专利申请。
可见，混频器级402包括一个同相位混频器核408a和408b，其中 的每一个都连接到一个多级放大器上。例如，同相位混频器核408a连 接到一个多级放大器上，该多级放大器包括驱动同相位混频器核的晶体 管Q1A、驱动正交混频器核的晶体管Q1B和将RF输入与Q1A、Q1B的输 入连接起来的晶体管QM1。同样，正交混频器核408b连接到一个多级 放大器上，该多级放大器包括驱动同相位混频器核408a的晶体管Q2B、 驱动正交混频器核408b的晶体管Q2A和将RF输入与Q2A、Q2B的输入 连接起来的晶体管QM2。QM1和QM2的漏极端子分别与Q1A&Q1B和 Q2B&Q2A的栅极端子相连。QM1和QM2的栅极端子分别通过一个全局 反馈网络与Q1A&Q1B和Q2B&Q2A的源极端子相连，所述全局反馈网络 还包括电阻RFA和RFB。在某些优选实施例中，全局反馈网络还可能包括 一个连接在电阻RFA和RFB与QM1和QM2的栅极端子之间的容性元件C。 上拉电阻R将分离器部分404中的每个晶体管的漏极端子都连接到公共 电源Vdd上。同样地，下拉电阻R将驱动晶体管Q1A、Q1B、Q2B和Q2A 的源极端子都连接到公共接地Vss上。另一方面，反馈晶体管QM1和QM2 的源极端子直接连到接地上。
在操作中，通过将Q1A和Q1B的栅极端子与QM1的漏极端子连接起 来而将RF输入信号均匀地在Q1A和Q1B之间分离开，同时反馈信号由 RFA和RFB提供，RFA和RFB又在QM1的输出端重新组合反馈信号。对于 Q2B、Q2A和QM2，可获得相似的结果。通过这一安排，在保持公共全 局反馈的同时，RF信号被平均分配到两个混频器核中。由在Q1A和Q1B (以及Q2B和Q2A)处的分离比或增益比以及由比值RFA/RFB来设置增 益均衡。一般来说，希望能基本均匀地分离输入RF信号，也就是使Q1A 和Q1B(以及Q2B和Q2A)的增益基本相等，以及使RFA和RFB基本相等， 但是其它的配置也是可能的。例如，在某些实施例中，输入RF信号可 能没有在驱动晶体管之间均匀地分离，从而使得Q1A&Q1B相对于 Q2B&Q2A来说，分离比可能不同。
尽管上面段落描述了一个正交混频器安排，在某些实施例中，也 可以在两个混频器核之间使用替换的相位关系，包括同相和反相。在其 它实施例中，也可通过添加合适数量的晶体管、反馈电阻和混频器核， 以允许更多的相位。总的可用相位角于是可以均匀地或基本均匀地在可 用的混频器核之间分配(例如，360度/混频器核的个数)，以使所有 混频器核都偏移相同的相位角。或者，只有一些混频器核偏移相同的相 位角，而其它的混频器核偏移不同的相位角。
因此，虽然已解释和描述了本发明的特定实施例和应用，应该理 解，本发明不仅仅局限于在此公开的精确构造和组成。在不偏离如在所 附权利要求书中所规定的本发明的范围的前提下，可以对上述的内容进 行修改和改变。