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一种无源奇次倍频器
申请号	CN202311540583.2	申请日	2023-11-17	公开(公告)号	CN117639668A	公开(公告)日	2024-03-01
申请人	苏州汰砾微波技术有限公司;			发明人	邓旭亮; 卢盛唐;
摘要	本发明涉及一种无源奇次倍频器。该倍频器由信号输入单元、时域整形单元和信号输出单元三部分构成，其中：时域整形单元由两组串联二极管同向并联构成二极管桥，电感器两端连接在二极管桥并联节点上，起直流放电回路作用，使所用二极管均工作在零直流偏压状态，从而实现最佳的开关整形效率和整形波形对称性；作为激励源的负载，电感器的交流阻抗能有效提高倍频器的输入阻抗，解决了现有二极管倍频方案中激励源因负载过重而工作在非线性饱和状态的问题，因而使倍频链路具有更好的相位稳定性；信号输入、输出单元通过阻抗匹配，实现前后级电路间最有效的能量传输，并在两个端口的特定频率提供信号地回路，在降低倍频链路损耗的同时，提高了倍频器输入、输出端口间的隔离。
权利要求	1.一种无源奇次倍频器，其特征在于由信号输入单元、时域整形单元和信号输出单元级联构成，其中：所述信号输入单元为电抗型阻抗变换网络，其输入端为无源奇次倍频器的输入端口，输出端与时域整形单元输入端子相连；所述时域整形单元包括至少两组串联二极管对和至少一个电感器：所述第一组串联二极管对的公共端子为时域整形单元输入端子，第二组串联二极管对的公共端子为时域整形单元输出端子；第一组串联二极管对和第二组串联二极管对的非公共端子同极性相连构成二极管桥；电感器的两个端子与两组二极管对的并联节点相连；所述信号输出单元为电抗型阻抗变换网络，其输入端与时域整形单元相连，输出端为无源奇次倍频器的输出端口。 2.根据权利要求1所述信号输入单元为电抗型阻抗变换网络，在激励信号频率fIN处为时域整形单元输入端口提供阻抗共轭匹配，在倍频输出期望信号频率fOUT处为时域整形单元提供低阻抗信号回路。 3.根据权利要求1所述信号输出单元为电抗型阻抗变换网络，在倍频输出期望信号频率fOUT处为时域整形单元输出端口提供阻抗共轭匹配，在激励信号频率fIN处为时域整形单元提供低阻抗信号回路。
说明书全文	一种无源奇次倍频器技术领域 [0001] 本发明涉及频率合成技术领域，具体而言涉及一种无源奇次倍频器。背景技术 [0002] 现代电子设备都离不开时钟信号。随着电子设备应用领域的扩展和性能的提升，对时钟信号的频率和质量要求也越来越高。在改善高频时钟信号质量的努力中，受各种应用需求因素的驱动，产生了多种频率合成技术。 [0003] 受Q值、温飘等多种电子元器件特征参数的影响，当前直接工作在微波频段的电子振荡器的信号质量仍然无法与通过对非常稳定的低频振荡信号进行倍频产生的高频输出信号相比。目前100MHz频率的OCX0(恒温晶体振荡器)在10kHz频偏的相位噪声已经降低至‑180dBc/Hz以下。 [0004] 因此，倍频器被广泛应用在时钟信号频率合成设计中，属于直接频率合成器件。 [0005] 理想倍频器的输入输出信号均为单一正弦波，其传输函数可用式(1)表达： [0006] M(fOUT)＝An(n×fIN)，n＝1，2，3… (1) [0007] 式中，M(fOUT)为期望倍频输出信号，fIN为激励信号频率，fOUT为倍频信号频率，n为倍频因子，An为倍频器的幅度因子。 [0008] 可见，倍频器的输出信号频率为输入信号频率的整数倍。 [0009] 有源倍频器的幅度因子An能够做到大于1，但是放大器会引入显著的有源噪声；同时，由于放大器电路对来自电源的低频干扰抑制能力有限，这些低频干扰信号调制在倍频输出信号上会形成杂散信号，因而会恶化倍频输出信号质量。 [0010] 在倍频输出信号质量方面无源倍频器具有先天的优势，但是幅度因子An小于1，既存在倍频损耗。因此，倍频损耗是无源倍频器最重要的参数之一。 [0011] 从时域上看，倍频器都是通过对正弦波进行整形，变换为其它波形的周期信号，从而将输入信号的能量分配到各个谐波频率上，再通过带通滤波选频得到期望的倍频输出信号。 [0012] 用模拟电路或器件比较容易实现的时域波形有梯形波、脉冲、三角波和锯齿波。 [0013] 通过对这几种时域波形傅里叶级数表达式中各项系数的比较分析可以看出，50％占空比的脉冲(既方波)只有奇次谐波分量，且与其它波形相比在相同奇次谐波处具有最高的傅里叶系数。 [0014] 式(2)为方波的傅里叶级数表达式： [0015] [0016] 式中，Amax为方波的幅值，ω＝2π×fIN，既激励信号的角频率。 [0017] 理想方波的频谱成分只有奇次谐波分量这一特征，从输出选频滤波器设计的角度看，可以显著降低带通滤波器的复杂度；从能量守恒的角度看，则很容易理解利用这一波形实现奇次倍频损耗小的原因。 [0018] 公开资料显示，现有的无源奇次倍频器采用反向并联二极管对与输入、输出选频滤波器级联的方式实现，如图(1)所示。二极管选用PIN二极管或肖特基二极管，这两种二极管具有很好的射频开关性能。PIN二极管开关导通电压较高，开关电阻消耗了部分激励信号能量，因而倍频损耗较大；肖特基二极管开关导通电压较低，开关导通电阻很小，会造成激励源的负载过重，使激励源进入非线性饱和状态造成阻抗失配，导致信号传输效率降低，也容易造成激励源输出放大器工作状态稳定性下降，恶化相位噪声性能。例如现有5次倍频器的倍频损耗都在21dB以上，与理想方波17.9dB的5次谐波产生效率存在3dB以上的差距。发明内容 [0019] 本发明的目的是解决现有无源奇次倍频器存在的倍频损耗大和倍频链路稳定性差的问题，提供一种倍频损耗与理想方波谐波产生效率相当的无源奇次倍频器技术方案，该方案在降低倍频损耗的同时，能提供优异的输入输出匹配性能，从而改善激励源和负载的工作状态，保证良好的倍频输出信号质量。 [0020] 本发明的技术方案为一种无源奇次倍频器，包括信号输入单元、时域整形单元和信号输出单元。 [0021] 所述信号输入单元为电抗型阻抗变换网络，实现前级激励源与时域整形单元间的阻抗匹配变换，在激励信号频率fIN处呈现阻抗匹配特征，在倍频输出期望信号频率fOUT处呈现低阻抗特征。 [0022] 所述信号输入单元阻抗变换网络可以由电感器和电容器等电抗器件构成，也可以由变压器等互感型器件实现。 [0023] 所述信号输入单元阻抗变换网络可以是分立器件形式的，也可以是微带线、带状线等传输线等效电路形式的。 [0024] 所述时域整形单元包括至少两组串联二极管对和至少一个电感器。 [0025] 所述第一组串联二极管对的公共端子与信号输入单元电路输出端子相连，第二组串联二极管对的公共端子与信号输出单元电路输入端子相连。 [0026] 第一组串联二极管对和第二组串联二极管对的同极性非公共端子并联构成二极管桥。电感器的两个端子与两组二极管对的并联节点相连。 [0027] 所述时域整形单元中的二极管为具有低导通电压和低反向泄漏电流特征的开关二极管。 [0028] 所述时域整形单元中的电感器可以是分立电感器，也可以由微带线、带状线等其它形式的等效电路实现。 [0029] 所述信号输出单元为电抗型阻抗变换网络，实现时域整形单元和后级应用负载电路间的阻抗匹配变换，在倍频输出期望信号频率fOUT处呈现阻抗匹配特征，在输入信号频率fIN处呈现低阻抗特征。 [0030] 所述信号输出单元阻抗变换网络可以由电感器和电容器等电抗器件构成，也可以由变压器等互感型器件实现。 [0031] 所述信号输出单元阻抗变换网络可以是分立器件形式的，也可以是微带线、带状线等传输线等效电路形式的。 [0032] 相比较其它实现无源倍频的技术方案，本方案的有益效果在于： [0033] 一是倍频损耗小，达到与理想方波相当的倍频效率，与现有无源奇次倍频器方案比较，减小3dB以上。 [0034] 二是输入和输出端口匹配性能好且实现容易，包含前后级在内的整个倍频链路工作状态稳定，倍频信号质量更高。 [0035] 三是对激励信号功率电平要求低，例如基于当前开关二极管的电性能，在百兆赫兹输入频率实现5倍频，+13dBm(20mW)的激励电平就能够稳定工作。现有无源奇次倍频器方案通常需要+17dBm(50mW)的激励电平，采用基于非线性传输线的梳状谱发生器方案通常需要+20dBm(100mW)以上的激励电平，采用基于阶跃恢复二极管(SRD)的脉冲发生器方案通常需要+24dBm(250mW)以上的激励电平。 [0036] 四是偶次谐波分量很低，可明显降低选频滤波器的设计难度。因为偶次谐波分量低，输出选频带通滤波器的带外抑制重点在fOUT±2fIN处。而基于非线性传输线的梳状谱发生器和基于阶跃恢复二极管(SRD)的脉冲发生器方案由于在所有谐波频率上都有能量分布，且期望信号相邻谐波的功率电平与之相当甚至更高，因此选频带通滤波器需要对fOUT±fIN以外的信号都具有良好抑制能力，这对带通滤波器的Q值和带外抑制能力要求都很高，因而设计难度和复杂度很高。 [0037] 下面结合说明书附图和设计示例对本方案的工作原理和性能特征作进一步说明。附图说明 [0038] 图1为现有无源奇次倍频器方案电路功能单元构成示意图； [0039] 图2为本方案电路功能单元构成示意图； [0040] 图3为本方案实施例时域整形单元电路原理示意图； [0041] 图4为本方案实施例时域整形单元工作过程示意图； [0042] 图5为肖特基二极管的正偏压典型I/V关系曲线； [0043] 图6为本方案实施例信号输入单元和信号输出单元电路原理示意图； [0044] 图7为本方案实施例时域整形单元200的输入输出阻抗分析结果； [0045] 图8为本方案实施例时域整形单元200输出信号频谱特征； [0046] 图9为本方案实施例所设计5倍频器详细设计电路原理图； [0047] 图10为本方案实施例所设计5倍频器的输入输出阻抗分析结果； [0048] 图11为本方案实施例所设计5倍频器输出信号频谱特征。具体实施方式 [0049] 下面以输入频率为200MHz，输入电平为+13dBm，输出频率为1GHz，输入输出阻抗均为50Ω的5倍频器设计为例，用以说明本发明的电路构成、工作原理和性能特征。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并非限定本发明的保护范围。 [0050] 如图2所示，本方案电路由信号输入单元100、时域整形单元200和信号输出单元300级联构成。根据本实施例需求定义，要求阻抗Zin(fIN)和Zout(fOUT)均为50Ω，其中fIN＝ 200MHz，fOUT＝1GHz。 [0051] 时域整形单元200的电路原理图如图3所示：二极管201与202串联，公共端作为输入端口与信号输入单元100相连；二极管203与204串联，公共端作为输出端口与信号输出单元300相连；两组串联二极管对的同极性端子相连，构成二极管桥；电感器205的两个端子分别与两组串联二极管对的并联节点连接。 [0052] 二极管桥选用具有低导通电压和低反向泄漏电流的开关二极管构建，当前优选肖特基二极管。 [0053] 时域整形单元200工作过程如图4所示：当激励信号正弦波的正半周加载在时域整形单元电路上时，如图4(a)所示，二极管201与204处于正偏状态，202与203处于反偏状态，电流i经201、205、204流向信号输出单元；当激励信号正弦波的负半周加载在时域整形单元电路上时，如图4(b)所示，202与203处于正偏状态，201与204处于反偏状态，电流i经204、205、201流向信号输入单元。 [0054] 二极管的单向导通特性使其对交流信号存在检波效应，会在阴极积累正电荷，使得二极管两端产生直流偏压。在本方案中，电感器205跨接在二极管桥的共阳极点和共阴极点，为检波电荷提供了直流回路，从而消除了所有二极管的检波效应影响，使其可以始终工作在零直流偏压的理想射频开关状态。 [0055] 图5为肖特基二极管的正偏压典型I/V关系曲线。从曲线可以看出，二极管的正向偏置电流随偏压增加呈指数级别增大，根据欧姆定律，这意味着在正弦波正半周电压初始上升段，二极管201与204中的导通电流呈指数级的增长。同理，在正弦波正半周电压下降段后部，二极管201与204中的导通电流又呈指数级的减小。也就是说，在激励信号的正半周，导通二极管中的电流上升沿和下降沿都十分陡峭，而处于反偏状态的二极管202和203中的泄露电流非常微弱，处于截止状态。在正弦波负半周，二极管202和203处于导通状态，而二极管201与204处于截止状态。 [0056] 随着正弦波输入信号周期性的驱动时域整形单元200，就实现了对正弦波的全波整形，输出近似方波电流。当四只二极管的电性能参数完全一致时，输出方波电流的占空比为50％，理论上产生的偶次谐波分量无穷小。 [0057] 无论时域整形单元200工作在正弦波的正半周还是负半周，电感器205的两端总有一只二极管工作在正向导通状态，因此时域整形单元200在工作状态下近似等效为电感器。 [0058] 根据设计方案，信号输出单元在激励信号频率200MHz处呈现低阻抗特征，既使得时域整形单元200的输出端口在200MHz处形成射频信号回路，从时域整形单元200的输入端口看，近似等效电路为另一端接地电感器；同样的，信号输入单元在输出信号频率1GHz处呈现低阻抗特征，既使得时域整形单元200的输入端口在1GHz处形成射频信号回路，从时域整形单元200的输出端口看，近似等效电路同样为另一端接地电感器。 [0059] 可见，电感器205的取值对时域整形单元200作为倍频器链路上前级激励源的负载和后级应用电路的激励源的阻抗有重要影响。以电感器205在fIN处的设计阻抗为50Ω举例，根据电感器阻抗计算公式选取本实施例电感器205的电感量为39nH。 [0060] 这时，时域整形单元200作为激励源在1GHz处的阻抗在250Ω左右，远高于50Ω的期望输出阻抗，当后级电路的阻抗在50Ω左右时，时域整形单元200相当于电流源。由于时域整形单元200的输入端口在1GHz处短路，方波整形产生的5次谐波电流就从时域整形单元200的输出端口馈出。 [0061] 为满足时域整形单元200的上述阻抗工作条件，需要配置合适的输入和输出阻抗变换网络，本实施例采用电感器和电容器构建的π型网络形式。阻抗变换网络的形式是多样的，本实施例仅为解释本发明，并非限定本发明的保护范围。 [0062] 对于信号输入单元100，可采用串联电感器、并联电容器的π型低通网络形式，如图6(a)所示；对于信号输出单元300，可采用串联电容器、并联电感器的π型高通网络形式，如图6(b)所示。 [0063] 在确定输入输出阻抗变换网络的参数前，先通过仿真分析时域整形单元200的输入输出阻抗，结果如图7所示。输入和输出阻抗分析采用史密斯圆图表达，图中S_11为输入端口反射系数，S_22为输出端口反射系数。RFpower为激励信号功率电平，电平范围为+12dBm至+14dBm。m1和m2为读数标记，由圆图下方的读数标记数据可以看出，其标示的是激励信号功率电平为+13dBm对应的反射系数。Impedance即为阻抗数据，其中Z0为50Ω特征阻抗。m1的阻抗数据即为时域整形单元200输入端口在200MHz处的阻抗Z1(f)，m2的阻抗数据即为时域整形单元200输出端口在1GHz处的阻抗Z2(f)。 [0064] 根据m1读数，时域整形单元200输入端口在200MHz处的反射系数模值为0.199，根据m2读数，时域整形单元200输出端口在1GHz处的反射系数模值为0.945，均存在失配现象。在前后级电路阻抗均为50Ω，激励信号功率电平为+13dBm的情况下，输出端口频谱分布如图8所示。 [0065] 标记m3至m6分别指示出输出端口600MHz、800MHz、1000MHz和1400MHz输出谐波的功率电平。由电平数据可以看出，1GHz倍频输出期望信号的功率电平为‑17.4dBm，5倍频损耗超过30dB(+13dBm‑17.4dBm＝30.4dB)，说明5倍频效率很低。但同时可以看到，偶次谐波的输出功率电平都在‑100dBm以下，说明时域整形单元200的电路形式在激励信号的上下半周整形对称性非常好，占空比趋近50％的理想值。 [0066] 将信号输入单元100、时域整形单元200和信号输出单元300级联，电路原理图如图9所示。根据m1读数，配置信号输入单元100中电容器101和103的取值均为27pF，电感器102的取值为39nH；根据m2读数，配置信号输出单元300中电感器301的取值为6.9nH，电容器302的取值为1.9pF，电感器303的取值为33nH。通过仿真分析5倍频器的输入输出阻抗，结果如图10所示。 [0067] 由史密斯圆图可见，经过阻抗匹配，5倍频器输入输出端口的反射系数模值在激励信号功率电平为+12dBm至+14dBm的范围内均小于0.1，匹配性能良好。 [0068] 在激励信号功率电平为+13dBm的情况下，5倍频器输出端口频谱分布如图11所示。由电平数据可以看出，1GHz倍频输出期望信号的功率电平为‑4.7dBm，5倍频损耗不到18dB(+13dBm‑4.7dBm＝17.7dB)，与方波的谐波输出效率相当；偶次谐波的功率电平很低，其它奇次谐波的功率电平也都低于1GHz倍频输出期望信号的功率电平，因此级联一个低阶数的带通滤波器即可实现较高的分谐波抑制。

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