无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法 |
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| 申请号 | CN202311867275.0 | 申请日 | 2023-12-29 | 公开(公告)号 | CN117955441A | 公开(公告)日 | 2024-04-30 |
| 申请人 | 南方科技大学; | 发明人 | 方小虎; 陈瑞源; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种无 开关 G类 放大器 电路 、无开关G类放大器及其设计方法，其包括：功分器、主功放输入匹配网络、主功放输出匹配网络、主晶体管、辅功放输入匹配网络、辅功放输出匹配网络与辅晶体管。本发明通过主功放输出匹配网络对主晶体管的寄生参数进行吸收并实现阻抗变换，并通过辅功放输出网络对辅晶体管的寄生参数进行吸收并实现阻抗变换，能够在使无开关G类放大器的应用空间更广的前提下，且不会降低宽带的效率，进而实现宽带高效率的无开关G类放大器。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种无开关G类放大器电路，其特征在于，包括：功分器、主功放输入匹配网络、主功放输出匹配网络、主晶体管、辅功放输入匹配网络、辅功放输出匹配网络与辅晶体管；其中，所述功分器的输入端与射频输入端连接，所述功分器的输出端分别与所述主功放输入匹配网络以及所述辅功放输入匹配网络连接，用于对射频输入信号进行等功率分配； |
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| 说明书全文 | 无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法技术领域背景技术[0002] 功率放大器是无线能量传输、现代无线通信等系统中不可或缺的重要部件。由于现代无线通信系统中高峰均比信号的引入，传统的功率放大器无法在功率回退处实现较高的效率，这对功放的性能有了更高的要求。此外，多种通讯系统(4G，5G)并存的现状，也要求新型的功放能够有更宽的频带并且实现更高的回退效率。 [0003] Doherty功放(DPA)是最为广泛的回退效率增强技术，其电路主要由一个主功放，一个辅助功放构成。其优点在于易于实现，并且能够提供优异的回退效率。然而，在实际设计中，由于DPA中需要应用1/4波长传输线来实现阻抗变换的功能，这大幅度限制了DPA的带宽。对于该问题，现有方案中通过对DPA的结构进行改进从而实现更大的带宽，但很大程度会增加电路的复杂度。无开关的G类放大器(SLCG)是一种新型的回退效率增强技术，该技术与DPA相似，主辅支路分别使用两个晶体管偏置于不同的直流电压。在低功率处，辅助晶体管未开启，此时SLCG的工作模式同Doherty功放类似。而在高功率处，辅助晶体管开启，此时主晶体管将逐渐进入第三象限，该情况下晶体管不同于正常的工作模式，由对外输出电流改为对内吸收电流，因此整个SLCG的功率主要由辅助晶体管提供。此外，该技术相较于传统的G类功放，在回退点处由于没有开关的硬切换，可以很好地提升增益和效率变化的稳定性，以上优点使得SLCG技术具备实现宽带高回退效率的潜力。 [0004] 在SLCG技术中，有封装的商用晶体管(带封装寄生参数的晶体管)相对普通的晶体管具有更广泛的应用空间。然而，商用晶体管的寄生参数包括晶体管的输出电容，引线电感以及封装电容，随着频率的偏移，这些寄生参数会对电路的整体特性产生较大的影响，从而偏移中心频率处的最优特性，导致降低宽带的效率。 [0005] 因此，现有技术还有待于改进和发展。 发明内容[0006] 鉴于上述现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法，以解决现有无开关G类放大器采用带封装的商用晶体管的寄生参数会导致降低宽带的效率的问题。 [0007] 本发明的技术方案如下： [0008] 一种无开关G类放大器电路，其包括：功分器、主功放输入匹配网络、主功放输出匹配网络、主晶体管、辅功放输入匹配网络、辅功放输出匹配网络与辅晶体管；其中，[0009] 所述功分器的输入端与射频输入端连接，所述功分器的输出端分别与所述主功放输入匹配网络以及所述辅功放输入匹配网络连接，用于对射频输入信号进行等功率分配； [0010] 所述主晶体管的栅极与所述主功放输入匹配网络的输出端连接； [0011] 所述主功放输出匹配网络的输入端与所述主晶体管的漏极连接，所述主功放输出匹配网络的输出端与射频输出端连接，用于进行阻抗变换并吸收所述主晶体管的寄生参数； [0012] 所述辅晶体管的栅极与所述辅功放输入匹配网络的输出端连接； [0013] 所述辅功放输出匹配网络的输入端与所述辅晶体管的漏极连接，所述辅功放输出匹配网络的输出端与射频输出端连接，用于进行阻抗变换并吸收所述辅晶体管的寄生参数； [0014] 其中，所述主晶体管为带封装寄生参数的晶体管；所述辅晶体管为带封装寄生参数的晶体管。 [0016] 所述第一串联传输线的一端与所述主晶体管的漏极连接，所述第一串联传输线的另一端分别与所述第一并联短路线的一端以及所述串联电容的一端连接； [0017] 所述串联电容的另一端与所述第二串联传输线的一端连接； [0018] 所述第二串联传输线的另一端分别与所述第二并联短路线的一端以及射频输出端连接； [0019] 所述第一并联短路线的另一端与所述第二并联短路线的另一端接地。 [0020] 本发明的进一步设置，所述第一并联短路线与所述串联电容为高通元件。 [0021] 本发明的进一步设置，所述辅功放输出匹配网络包括第三并联短路线； [0022] 所述第三并联短路线的一端分别与所述辅晶体管的漏极以及射频输出端连接，所述第三并联短路线的另一端接地。 [0023] 本发明的进一步设置，所述第三并联短路线为高通元件。 [0024] 本发明的进一步设置，还包括输出匹配调节电阻，所述输出匹配调节电阻的一端与所述主功放输出匹配网络、所述辅功放输出匹配网络的共接端连接，所述输出匹配调节电阻的另一端接地。 [0025] 本发明的进一步设置，所述功分器为等分威尔金森功分器。 [0026] 本发明的进一步设置，所述功分器的功率分配范围为1－3GHz。 [0027] 一种无开关G类放大器，其包括上述所述的无开关G类放大器电路。 [0028] 一种如上述所述无开关G类放大器电路的设计方法，其包括： [0029] 确认主晶体管的寄生参数与辅晶体管的寄生参数； [0030] 基于主晶体管的寄生参数与辅晶体管的寄生参数确认主功放输出匹配网络的ABCD参数与辅功放输出匹配网络的ABCD参数； [0031] 基于主功放输出匹配网络的ABCD参数对主功放输出匹配网络的传输线的电长度与特征阻抗以及串联电容的参数进行调整，以吸收主晶体管的寄生参数并实现阻抗变换； [0032] 基于辅功放输出匹配网络的ABCD参数对辅功放输出匹配网络的传输线的电长度与特征阻抗进行调节，以吸收辅晶体管的寄生参数并实现阻抗变换。 [0033] 本发明的进一步设置，所述主功放输出匹配网络的ABCD参数表示为： [0034] 其中，Am，Bm，Cm，Dm分别为主功放输出匹配网络的ABCD参数，Ropt为主晶体管的最优阻抗，ZoutA为辅晶体管关闭时辅助支路的输出阻抗，θ1为主路复合传输线的等效电长度，θ1为频率与群时延τM的线性函数； [0035] 所述辅功放输出匹配网络的ABCD参数表示为： [0036] 其中，Aa，Ba，Ca，Da分别为辅功放输出匹配网络的ABCD参数，ZA为具备线性群时延τA的复合传输线的特性阻抗，θ2为电长度。 [0037] 本发明所提供的一种无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法，其包括：功分器、主功放输入匹配网络、主功放输出匹配网络、主晶体管、辅功放输入匹配网络、辅功放输出匹配网络与辅晶体管。本发明通过主功放输出匹配网络对主晶体管的寄生参数进行吸收并实现阻抗变换，并通过辅功放输出网络对辅晶体管的寄生参数进行吸收并实现阻抗变换，能够在使无开关G类放大器的应用空间更广的前提下，且不会降低宽带的效率，进而实现宽带高效率的无开关G类放大器。附图说明 [0038] 为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。 [0039] 图1是本发明中无开关G类放大器电路的原理框图。 [0040] 图2是本发明中主辅晶体管的寄生参数电路。 [0041] 图3是本发明中无开关G类放大器电路的电路原理图。 [0042] 图4是本发明中无开关G类放大器电路设计方法的流程示意图。 [0043] 图5是本发明一个实施例中中心频率为2GHz的大信号测试中输出功率、效率随频率变化的测试结果图。 [0044] 附图中各标记：100、功分器；200、主功放输入匹配网络；300、主功放输出匹配网络；400、辅功放输入匹配网络；500、辅功放输出匹配网络。 具体实施方式[0045] 本发明提供一种无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法，为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。 [0046] 在实施方式和申请专利范围中，除非文中对于冠词有特别限定，否则“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。 [0047] 应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合。 [0048] 本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。 [0049] 另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。 [0050] 请同时参阅图1至图3，本发明提供了一种无开关G类放大器电路的较佳实施例。 [0051] 在一些实施例中，本发明提供的一种无开关G类放大器电路，如图1所示，其包括：功分器100、主功放输入匹配网络200、主功放输出匹配网络300、主晶体管T1、辅功放输入匹配网络400、辅功放输出匹配网络500与辅晶体管T2。其中，所述功分器100的输入端与射频输入端(RF IN)连接，所述功分器100的输出端分别与所述主功放输入匹配网络200以及所述辅功放输入匹配网络400连接，用于对射频输入信号进行等功率分配；所述主晶体管T1的栅极与所述主功放输入匹配网络200的输出端连接；所述主功放输出匹配网络300的输入端与所述主晶体管T1的漏极连接，所述主功放输出匹配网络300的输出端与射频输出端(RF OUT)连接，用于进行阻抗变换并吸收所述主晶体管T1的寄生参数；所述辅晶体管T2的栅极与所述辅功放输入匹配网络400的输出端连接；所述辅功放输出匹配网络500的输入端与所述辅晶体管T2的漏极连接，所述辅功放输出匹配网络500的输出端与射频输出端(RF OUT)连接，用于进行阻抗变换并吸收所述辅晶体管T2的寄生参数。其中，所述主晶体管T1为带封装寄生参数的晶体管；所述辅晶体管T2为带封装寄生参数的晶体管。 [0052] 具体地，所述主晶体管T1与所述辅晶体管T2为采用包含封装寄生参数的商用晶体管(即带封装寄生参数的晶体管)，寄生参数主要包括输出寄生电容、引线电感与封装电容。如图2所示，图2为主晶体管与辅晶体管的寄生参数电路，寄生参数包括输出寄生电容Coutm(a)，封装中的引线电感Lbondm(a)和封装电容Cpackm(a)。其中，所述主晶体管的寄生参数包括输出寄生电容为Coutm，引线电感为Lbondm，封装电容为Cpackm，所述辅晶体管的输出寄生电容为Couta，引线电感为Lbonda，封装电容为Cpacka。 [0053] 所述主功放输入匹配网络200、所述主晶体管T1与所述主功放输出匹配网络300构成主功放支路，所述辅功放输入匹配网络400、所述辅晶体管T2与所述辅功放输出匹配网络500构成辅功放支路。其中，所述主功放输出匹配网络300与所述辅功放输出匹配网络500在中心频率的相移均为0，可以使得所述主晶体管T1与所述辅晶体管T2的漏极电压相同，进而实现无开关G类放大器在中心频点处的良好特性。所述功分器100接入射频输入信号，能够对射频输入信号进行等功率分配。主功放支路与辅功放支路分别采用主晶体管T1与辅晶体管T2偏置于不同的直流电压。当在低功率处时，所述辅晶体管T2未开启，此时功放电路的工作模式与DPA功放的原理近似，由所述主晶体管T1提供输出功率。当处于高功率时，所述辅晶体管T2开启，所述主晶体管T1逐渐进入第三象限，此时所述主晶体管T1不同于正常的工作模式，由对外输出电流改为对内吸收电流，此时功放电路的功率主要由所述辅晶体管T2提供。相对于传统的G类功放，在回退点处没有开关的硬切换，可以提升增益和效率变化的稳定性，进而可以实现宽带高效率的无开关G类放大器。 [0054] 另外，本发明采用商用晶体管，能够扩大无开关G类放大器的应用空间，为避免商用晶体管产生的寄生参数对功放电路的影响(对于寄生参数较大的晶体管来说，随着频率的偏移，这些寄生参数会对电路的整体特性产生较大的影响，从而偏移中心频率处的最优特性)，本发明通过采用主功放输出匹配网络300与辅功放输出匹配网络500对主晶体管T1与辅晶体管T2的寄生参数进行吸收，能够在实现输出匹配的同时，实现宽带高效率的无开关G类放大器。 [0055] 在一些实施例中，所述功分器100为等分威尔金森功分器，所述等分威尔森功分器的可以实现1－3GHz范围内的等功率分配。 [0056] 在一些实施例中，请参阅图3，所述主功放输出匹配网络300包括：第一串联传输线TLM1、第二串联传输线TLM3、第一并联短路线TLM2、第二并联短路线TLM4与串联电容Cm。其中，所述第一串联传输线TLM1的一端与所述主晶体管T1的漏极连接，所述第一串联传输线TLM1的另一端分别与所述第一并联短路线TLM2的一端以及所述串联电容Cm的一端连接；所述串联电容Cm的另一端与所述第二串联传输线TLM3的一端连接；所述第二串联传输线TLM3的另一端分别与所述第二并联短路线TLM4的一端以及射频输出端(RFOUT)连接；所述第一并联短路线TLM2的另一端与所述第二并联短路线TLM4的另一端接地。 [0057] 具体地，所述第一串联传输线TLM1、所述第二串联传输线TLM3、所述第一并联短路线TLM2、所述第二并联短路线TLM4与所述串联电容Cm构成带通网络结构，能够实现阻抗变换，进而实现输出匹配。其中，所述第一并联短路线TLM2与所述串联电容Cm为高通元件，可以对所述主晶体管T1的寄生参数进行吸收。需要说明的是，因寄生参数中主要包含的是低通元件，因而可以采用高通元件对寄生参数进行吸收。 [0058] 在一些实施例中，请参阅图3，所述辅功放输出匹配网络500包括第三并联短路线TLA1；所述第三并联短路线TLA1的一端分别与所述辅晶体管T2的漏极以及射频输出端(RF OUT)连接，所述第三并联短路线TLA1的另一端接地。 [0059] 具体地，因辅功放支路的相移过大会降低无开关G类放大器在边缘频点处的性能，因而所述辅晶体管T2采用单个所述第三并联短路线TLA1作为辅功放输出匹配网络，能够在实现输出匹配的同时，有效降低辅功放支路的相移。进一步地，所述第三并联短路线TLA1为高通元件，能够对所述辅晶体管T2的寄生参数进行吸收，进而可以实现宽带高效率的无开关G类放大器。 [0060] 在一些实施例中，请参阅图3，无开关G类放大器还包括输出匹配调节电阻RL，所述输出匹配调节电阻RL的一端与所述主功放输出匹配网络300、所述辅功放输出匹配网络500的共接端连接，所述输出匹配调节电阻RL的另一端接地。 [0061] 具体地，所述输出匹配调节电阻RL与所述主功放输出匹配网络300、所述辅功放输出匹配网络500的共接端连接，所述输出匹配调节电阻RL作为输出匹配网络设计的一个自由度，可以与所述第一串联传输线TLM1、所述第二串联传输线TLM3、所述第一并联短路线TLM2、所述串联电容Cm、所述第二并联短路线TLM4与所述第三并联短路线TLA1共同决定输出匹配网络的性能，从而实现主功放支路与辅功放支路的阻抗变换。 [0062] 在一些实施例中，本发明还提供了一种无开关G类放大器，其包括上述所述的无开关G类放大器电路。所述无开关G类放大器电路具体如一种无开关G类放大器电路的实施例所述，在此不再赘述。 [0063] 在一些实施例中，如图4所示，本发明还提供了一种如上述所述无开关G类放大器电路的设计方法，其包括步骤： [0064] S100、确认主晶体管的寄生参数与辅晶体管的寄生参数； [0065] S200、基于主晶体管的寄生参数与辅晶体管的寄生参数确认主功放输出匹配网络的ABCD参数与辅功放输出匹配网络的ABCD参数； [0066] S300、基于主功放输出匹配网络的ABCD参数对主功放输出匹配网络的传输线的电长度与特征阻抗以及串联电容的参数进行调整，以吸收主晶体管的寄生参数并实现阻抗变换； [0067] S400、基于辅功放输出匹配网络的ABCD参数对辅功放输出匹配网络的传输线的电长度与特征阻抗进行调节，以吸收辅晶体管的寄生参数并实现阻抗变换。 [0068] 具体地，计算机终端在对主晶体管与辅晶体管仿真后，根据仿真参数提取主晶体管T1与辅晶体管T2的寄生参数。在得到主晶体管T1与辅晶体管T2的寄生参数后，基于主晶体管T1与辅晶体管T2的寄生参数对主功放输出匹配网络的ABCD参数以及辅功放输出匹配网络的ABCD参数进行确定，从而确定功放输出匹配网络的特性，其中，在基于主晶体管T1与辅晶体管T2的寄生参数得到的输出匹配网络整体等效为中心频率相移为0度的阻抗变换网络。 [0069] 其中，所述主功放输出匹配网络的ABCD参数表示为： [0070] [0071] 其中，Am，Bm，Cm，Dm分别为主功放输出匹配网络的ABCD参数，Ropt为主晶体管的最优阻抗，ZoutA为辅晶体管关闭时辅助支路的输出阻抗，θ1为主路复合传输线(指的是主功放输出匹配网络以及辅晶体管关闭时的输出阻抗通过ABCD矩阵等效而成的传输线)的等效电长度，θ1为频率与群时延τM的线性函数。其中，θ1可以表示为：θ1＝(f‑f0)τM，τM为群时延，f0是中心频率，f是带宽范围内的任意频率。 [0072] 所述辅功放输出匹配网络的ABCD参数表示为： [0073] [0074] 其中，Aa，Ba，Ca，Da分别为辅功放输出匹配网络的ABCD参数，ZA为具备线性群时延τA的复合传输线的特性阻抗，θ2为电长度。其中，θ2可以表示为：θ2＝(f‑f0)τA,τA为群时延，f0是中心频率，f是带宽范围内的任意频率。 [0075] 在通过ABCD参数对输出匹配网络的特性进行确定后，可以通过调整主功放输出匹配网络的第一串联传输线TLM1、第二串联传输线TLM3、第一并联短路线TLM2、第二并联短路线TLM4的电长度与特征阻抗以及串联电容Cm的参数来实现主功放输出匹配网络的ABCD参数，从而可以吸收主晶体管的寄生参数并实现阻抗变换。进一步地，可以通过调节第三并联短路传输线TLA1的电长度与特征阻抗后，从而可以吸收辅晶体管的寄生参数并实现阻抗变换，其中，因传输线的数量越多，对相移的影响越大，所述第三并联短路传输线TLA1构成的辅功放输出匹配网络可以减少辅功放支路的相移。最后，可以通过调节匹配调节电阻的参数来配合功放输出匹配网络，最终实现对晶体管的寄生参数的吸收以及实现阻抗变换。 [0076] 为验证本实施例的输出匹配网络的优越性，以中心频率为2GHz的大信号为例进行测试实验。测试结果如图5所示，在1－3GHz频率范围内，无开关G类放大器可以提供36.5－38.7dBm的输出功率(Pout)，并实现47.8－57.7％的饱和漏极效率(DE)。在带宽范围内，无开关G类放大器在6dB回退处实现了45.4－51.2％的效率(DE＿6dB)，在7.5dB回退处实现了 39.2－49.1％的回退效率(DE＿7.5dB)。可见，本发明实现了宽带高效率的无开关G类放大器。 [0077] 综上所述，本发明所提供的一种无开关G类放大器电路、无开关G类放大器及其设计方法，具有以下有益效果： [0078] 采用商用晶体管，能够扩大无开关G类放大器的应用空间； [0079] 为避免商用晶体管产生的寄生参数对功放电路的影响，通过采用主功放输出网络与辅功放输出网络对主晶体管与辅晶体管的寄生参数进行吸收，能够在实现输出匹配的同时，实现无开关G类放大器宽带的高效率。 |
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