一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路 |
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| 申请号 | CN202410082581.1 | 申请日 | 2024-01-19 | 公开(公告)号 | CN117895913A | 公开(公告)日 | 2024-04-16 |
| 申请人 | 西安交通大学; | 发明人 | 孟鑫; 穆罕默德·阿布·侯兰; 周永兴; 王云; 苏鼎; 孙昰行; 陈文洁; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供了一种利用感性补偿模 块 的 电压 采样 式传导 电磁干扰 抑制 电路 的电路结构，包括电压采样式模块，电压处理模块和感性补偿模块。本发明传导电磁干扰采样方法通 过采样 电感磁芯的第三绕组构成的电压互感器采样得到电压 信号 ， 精度 不受第三绕组的负载影响，采样精度更高，采样效果更稳定，同时有源滤波电路中的参数设计更自由，使得对原无源电路等效阻抗的影响可以大大地减小。而且感性补偿模块中补偿 电流 仅取决于补偿电感L4，而第三电容C3只是为了隔离直流和滤除补偿电流中的一些低频 干扰信号 ，其容值大小基本不影响电流补偿的效果，本发明可以将有源滤波电路与无源滤波元件进行了高效的组合。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路，包括电压采样式模块，电压处理模块和感性补偿模块；其特征在于， |
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| 说明书全文 | 一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路技术领域[0001] 本发明涉及电磁兼容领域，特别涉及一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路 背景技术[0002] 随着新型半导体材料和电力电子技术的快速发展，电力电子设备整体朝着更高功率密度，更高效率方向发展，但是在超高开关频率背景(超过一兆赫兹)下遇到了一系列制约其进一步发展的问题，因此相应的控制策略稳定性，极端场景抗扰度和电磁兼容设计等方面的理论和技术更是不断的更新迭代。 [0003] 针对这些技术和问题中的有源电磁干扰滤波技术(AEF)，目前学界和工业界都有了一定的尝试和探索。相较于传统的无源滤波器件，有源滤波技术的主要优势体现在体积的小型化和低频段滤波的高插入损耗。有源滤波技术和无源滤波原理不同，其通过有源电路的设计，减少了许多无源器件，但仍能达到相应的电磁兼容标准。 [0004] 但是由于有源器件增益带宽积的限制，有源滤波技术在中高频段滤波的插入损耗不尽人意。因此实际应用中，常常讲无源滤波和有源滤波配合使用，也称为混合型EMI滤波器。其结合了有源和无源的特点，在实现高插入损耗的同时，尽可能使滤波体积小型化。 [0005] 目前的混合型有源滤波器设计中，噪声信号的采样方案还存在一些问题。现在主流的噪声信号采样方式分为电压信号采样和电流信号采样。电压信号采样是通过阻容网络直接连接到主功率电路进行采样，因此有源滤波器和主功率电路没有电气隔离，稳定性容易受影响。而电流信号采样需要借助共模电感的磁芯或者额外的磁芯来组成电流传感器，因此电流信号采样虽然能实现主功率电路和有源滤波器的电气隔离，但是额外的磁芯会使滤波器体积变大，而复用共模电感磁芯进行电流信号采样时，磁耦合效应会使共模电感的高频阻抗受影响，也存在一定的缺陷。 [0006] 为了改善有源EMI滤波器和无源滤波器件的配合效果，本发明提出了一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路，在有源提升滤波插入损耗的基础上，新的隔离型电压采样方法能减小对无源滤波器件的影响，同时使得有源和无源滤波器有更高的集成度和配合效果。 发明内容[0007] 本发明提供了一种利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路的电路。该电路的信号采样电路结构简单，功能稳定，可以使滤波器的有源部分和无源部分功能兼容度更好。 [0008] 本发明提出的利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路主要包括电压采样式模块，电压处理模块和感性补偿模块。电压采样式模块由采样电感磁芯和三个绕组组成，利用电感磁芯的第三绕组隔离采样得到电压信号。电压采样式模块采样到的电磁干扰电压信号将被传递到电压处理模块。电压处理模块将采样到的干扰电压信号做信号处理，其输出信号再通过感性补偿模块产生补偿电流信号，并将产生的补偿电流信号注入电路中，与原电磁干扰信号进行反向抵消。 [0009] 电压采样式模块由采样电感磁芯，第一绕组L1，第二绕组L2和第三绕组L3组成，所述第一绕组L1、所述第二绕组L2与所述第三绕组L3都绕制在所述采样电感磁芯上，所述第一绕组L1和第二绕组L2具有相同的绕制方向和线圈匝数，绕组两端的电压差幅值大小一样，方向相同，两对绕组上的第一对同名端为节点8和节点9，分别连接到人工电源网络的两端，另一对同名端分别连接到电力电子变换器设备的输入端，而所述第三绕组输出端口间的电压信号即为隔离采样得到的电压信号，该采样得到的电压信号Vin与所述第一绕组和所述第二绕组的两端共模电感电压VL成比例，其电压比等于所述辅助绕组与所述第一绕组的线圈匝数比n； [0010] 电压采样式模块是一个电压互感器的采样结构，使得主功率电路和有源滤波器电气隔离的同时，而电压互感器的采样电压的精度不受第三绕组L3负载电阻大小的影响，输入输出的电压之比仅取决于绕组L1、L2和L3之间的匝数比。 [0011] 电压采样式模块中，由于运算放大器输入端存在虚短，第三绕组L3的负载电阻即为第一电阻和第二电阻R1和R2的串联，负载电阻的参数大小会通过绕组磁耦合影响第一绕组L1和第二绕组L2的电感等效阻抗，因此第一电阻和第二电阻R1和R2的参数设计时，其电阻阻值应该至少大于第一绕组L1和第二绕组L2在有源滤波工作频段内的最大等效阻抗的5倍，[0012] [0013] 所述电压处理模块具有运算放大器，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1和第二电容C2，电压处理模块输入端口的两端子连接到电压采样式模块中第三绕组L3的两个端子1和2相连接，同时从电压处理模块的输出端口得到处理后的电压信号，其中，所述两个输出端和两个输入端之间分别连接有第三电阻R3和第四电阻R4。 [0014] 所述电压处理模块的的输出电压信号Vout和输入的第三绕组端口电压信号Vin成线性比例关系，同时Vout和第一绕组L1与第二绕组L2电感电压的关系表达式如下： [0015] [0016] 所述电压处理模块中的第三电阻R3和第四电阻R4应该足够大，使得其流过的电流I3和I4的幅值远小于所述感性补偿模块中补偿电感L4电流I2的幅值，这样使得感性补偿模块输出的补偿电流I1几乎就等于补偿电感L4的电流I2，确保了补偿的有效性。 [0017] 所述感性补偿模块是由补偿电感L4和第三电容C3组成，补偿电感L4连接在所述电压处理模块的输出端口之间，通过补偿电感L4将电压处理模块的输出电压转换成补偿电流信号，电容C3是用来隔离直流和滤除补偿电流中的一些低频干扰信号，然后使得所述补偿电流注入向功率地，对共模传导干扰进行抑制。 [0018] 感性补偿电路中的所述补偿电感L4和第三电容C3的谐振频率应该低于传导电磁干扰频率范围的下限的十分之一，为了隔离直流和低频干扰信号，同时应该完整的保留传导电磁干扰频率范围内的有效信息，即： [0019] [0020] 所述电压处理模块的输出电压加在所述补偿电感L4上产生补偿电流信号，根据电感两端电流落后电压90°的相位关系，将电压信号Vout的转换为电流信号I2，最终得到的补偿电流I1与流过所述电压采样式电路的第一绕组和第二绕组的电磁干扰电流信号ICM幅值成线性关系、方向相反，从而使得共模传导电磁干扰被高效地抑制； [0021] [0022] 本发明与传统混合型有源滤波器对比，具有以下优势： [0023] 本发明通过采样电感磁芯的第三绕组构成的电压互感器采样得到电压信号。这种采样方案的精度不受第三绕组的负载影响，因此采样的精度更高，采样效果更稳定，同时有源滤波电路中的参数设计更自由，使得对原无源电路等效阻抗的影响可以大大地减小。 [0024] 感性补偿模块中，补偿电流仅取决于补偿电感L4，而第三电容C3只是为了隔离直流和滤除补偿电流中的一些低频干扰信号，其容值大小基本不影响电流补偿的效果，因此可以选择小封装高耐压低容值的电容，缩减了模块的整体体积并且节省了成本。本发明将有源滤波电路与无源滤波元件进行了高效的组合。附图说明 [0025] 图1为本发明提出的电压采样式传导电磁干扰抑制电路示意图。 [0026] 图2电压采样式传导电磁干扰抑制电路不同功能模块拆解的原理图 [0027] 图3考虑到传导电磁干扰的电压采样式传导电磁干扰抑制电路的等效电路 [0028] 图4为第三绕组L3输出侧连接不同的等效电阻负载时，对第一绕组L1和第二绕组L2电感高频阻抗的影响。 [0029] 图5为本发明提出的电压采样式传导电磁干扰抑制电路对传导共模电磁干扰信号的抑制效果。 具体实施方式[0030] 本发明提出的利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路主要包括电压采样式模块，电压处理模块和感性补偿电路。电压采样式模块利用电感磁芯的第三绕组隔离采样得到电压信号。同时，在采样电感的第三绕组还能采样到与第一绕组两端的电感电压成线性比例的电压信号。电压采样式模块采样到的电磁干扰电压信号将被传递到电压处理模块。电压处理模块将采样到的干扰电压信号做信号处理，其输出信号再通过感性补偿模块产生反向补偿电流信号，注入原传导电磁干扰回路，从而减小回路中的共模传导电磁干扰。 [0031] 下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。 [0032] 实施例一 [0033] 请参考图1，图1为本发明提出的电压采样式传导电磁干扰抑制电路示意图，及其应用于直流‑直流开关电源时的连接示意图。图中所示包括电源输入，人工电源网络，电压采样式传导电磁干扰抑制电路和待测设备。其中，电压采样式传导电磁干扰抑制电路包括一个运算放大器，四个电感L1、L2、L3和L4，三个电容C1、C2和C3，四个电阻R1、R2、R3和R4。接下来将借助这些节点描述分析该电路的拓扑结构以及使用时的连接方法。节点标号改用[0034] 图1中所述电源输入为电力电子设备电能的来源，电源输入的两条母线与人工电源网络的两相分别连接。这里的电源输入可以为一次电源(交流市电输入)，也可以为二次电源(电池或其他电力电子设备的输出等直流输入)。 [0035] 所述人工电源网络就是常用的LISN(线路阻抗稳定网络)，其一端和电源输入连接，另一端和所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路的前级节点8和9相连接。 [0036] 所述待测设备是电力电子设备。所述电源输入经过所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路中的第一绕组L1和第二绕组L2之后，于节点10和11与后级的所述待测设备相连接。所述待测设备可以具有不同的电路拓扑结构。 [0037] 所述利用感性补偿模块的电压采样式传导电磁干扰抑制电路，一端连接所述电源输入的端口节点8和9，另一端连接所述待测设备的端口节点10和11。电压采样式传导电磁干扰抑制电路由电压采样式模块，电压处理模块和感性补偿模块组成。 [0038] 所述待测设备是系统传导电磁干扰的主要来源，干扰信号通过电源输入和待测设备的寄生参数，在电源母线、人工电源网络、保护地(PE)和电力电子变换器之间传播。通过串联在人工电源网络和待测设备之间的电压采样式传导电磁干扰抑制电路，可以有效抑制干扰信号的传导，大大降低系统中传导电磁干扰的幅值大小。 [0039] 请参考图2，图2(a)所示是电压采样式传导电磁干扰抑制电路中的第一个关键模块——电压采样式模块的原理图，其由采样电感磁芯和三个绕组组成，第一绕组L1、所述第二绕组L2与所述第三绕组L3都绕制在相同的采样电感磁芯上。 [0040] 所述第一绕组L1两端分别连接节点8和10； [0041] 所述第二绕组L2两端分别连接节点9和11； [0042] 所述第三绕组L3两端分别连接节点2和1，其中第一绕组靠近节点8的端子、第二绕组靠近节点9的端子和第三绕组靠近节点2的端子是同名端； [0043] 第一绕组L1和第二绕组L2串联连接在人工电源网络和待测设备中间，L1和L2可以有比较大的感量，其能对电路中的共模电磁干扰信号起到第一次衰减抑制的效果。而第三绕组L3为采样电感磁芯的电压信号输出绕组，其绕组两端节点2和1能够输出采样到的电磁干扰电压信号，第三绕组L3与后级电压处理模块的输入侧连接，将采样到的电压信号给电压处理模块进行进一步处理。 [0044] 图2(a)中的电压采样式方案中，运算放大器输入端存在虚短，第三绕组L3的负载电阻即为第一电阻和第二电阻R1和R2的串联。负载电阻的参数大小会通过绕组磁耦合影响第一绕组L1和第二绕组L2的电感等效阻抗，因此第一电阻和第二电阻R1和R2的参数设计时，其电阻阻值应该至少大于第一绕组L1和第二绕组L2在有源滤波工作频段内的最大等效阻抗的5倍。 [0045] [0046] 这样设置可以大大减小第三绕组端口连接的电路负载对原第一绕组L1和第二绕组L2电感阻抗的影响，同时第一电阻和第二电阻R1和R2的参数取值完全不影响电压采样方案的采样精度。 [0047] 最终可以得到该采样得到的电压信号Vin与所述第一绕组和所述第二绕组的两端共模电感电压VL成比例，其电压比等于所述辅助绕组与所述第一绕组的线圈匝数比n，即： [0048] [0049] 请参考图2，图2(b)所示是电压采样式传导电磁干扰抑制电路中的第二个关键模块——电压处理模块的原理图。电压处理模块由运算放大器，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4组成，其中运算放大器是双电源供电，运算放大器供电的零电位参考点是由第一电容C1和第二电容C2构造得到。 [0050] 所述第一电阻R1连接在节点1和节点3之间，节点3是运算放大器的反相输入端子； [0051] 所述第二电阻R2连接在节点2和节点4之间，节点4是运算放大器的同相输入端子； [0052] 所述第三电阻R3连接在节点3和节点5之间，节点5是运算放大器的输出端子； [0053] 所述第四电阻R4连接在节点4和节点6之间； [0054] 所述第一电容C1连接在节点10和节点7之间； [0055] 所述第二电容C2连接在节点11和节点7之间； [0056] 所述运算放大器的供电电源零电位参考点连接到节点7； [0057] 电压处理模块能够将节点1和节点2采样到电压信号，传递到电压处理模块进行处理，在电压处理模块的输出端产生一个与电磁干扰信号相关的输出信号。假设节点1～6的电压分别为：V1、V2、V‑、V+、Vo1、Vo2，首先由虚断可以得到，流过第一电阻R1的电流和第三电阻R3的电流相等，流过第二电阻R2的电流和第四电阻R4的电流相等。因此可以得到节点3和节点4的电压表达式： [0058] [0059] 一般在参数设计时，取第一电阻R1和第二电阻R2阻值相同，第二电阻R2和第四电阻R4的阻值相同，即： [0060] [0061] 再由虚短，节点3和节点4的电压相等，进一步推导得到： [0062] [0063] 其中节点1和2之间的电压差其实就是采样模块的采样电压信号Vin，而节点5和6之间的电压差是电压处理模块的输出信号Vout。 [0064] 因此可以得到所述电压处理模块的输出电压信号Vout和输入的第三绕组端口电压信号Vin成线性比例关系，同时Vout和第一绕组L1与第二绕组L2电感电压的关系表达式如下： [0065] [0066] 图2(c)所示是电压采样式传导电磁干扰抑制电路中的第三个关键模块——感性补偿模块。感性补偿模块由补偿电感L4与第三电容C3组成。 [0067] 所述补偿电感L4连接在节点5和6之间； [0068] 所述第三电容C3连接在节点6和12之间，其中节点12是电源输入、人工电源网络和待测设备的公共地，也就是保护地PE。 [0069] 所述感性补偿电路中的所述补偿电感L4和所述第三电容C3的谐振频率应该低于传导电磁干扰频率范围的下限的十分之一，主要是为了隔离直流和低频干扰信号，同时应该完整的保留传导电磁干扰频率范围内的有效信息，即： [0070] [0071] 所述感性补偿模块将电压处理模块的输出电压信号转换成补偿电流信号。其中，为了确保补偿电流信号I1不受干扰，所述电压处理模块中的第三电阻R3和第四电阻R4应该足够大，使得其流过的电流I3和I4的幅值远小于所述感性补偿模块中补偿电感L4电流I2的幅值，这样使得感性补偿模块输出的补偿电流I1几乎就等于补偿电感L4的电流I2，确保了补偿的有效性。最终得到的补偿电流I1与流过所述电压采样式电路的第一绕组和第二绕组的电磁干扰电流信号ICM幅值成线性关系、方向相反，从而使得共模传导电磁干扰被高效地抑制。 [0072] [0073] 请参考图3，图中ZLISN和Z1分别是线路阻抗稳定网络和第一绕组或第二绕组的等效阻抗，ZN和IN分别表示待测设备中传导电磁干扰源的等效内阻抗和干扰电流源模型。 [0074] 从图3可以看出电压采样式传导电磁干扰抑制电路是对人工电源网络侧的信号进行采样，将补偿电流信号注入干扰源一侧，是以负反馈补偿的形式抑制传到电磁干扰信号。最终得到电压采样式传导电磁干扰抑制电路的滤波插入损耗IL表达式，即： [0075] [0076] 从插入损耗IL的表达式分析得出，补偿电流信号I1越大，插入损耗越大，说明传导电磁干扰抑制电路的效果越好。这也电压采样式传导电磁干扰抑制电路参数设计的原则之一。 [0077] 请参考图4，Q1、Q2、Q3和Q4分别是等效电阻负载为开路、3000欧姆、1000欧姆和200欧姆时，对第一绕组L1电感高频阻抗的影响。通过对比发现，当负载电阻的阻值较小时，会严重恶化第一绕组L1电感中高频段的阻抗，而所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路中，在参数设计时就特意解决了这个问题，第三绕组L3的负载电阻取值很大，因此对第一绕组L1电感中高频段阻抗的影响较小。 [0078] 请参考图5，Q1是将所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路接入电路但是有源电路部分不上电的情况下的电磁干扰信号。Q2是将所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路接入电路而且有源电路部分上电的情况下的电磁干扰信号。通过对比不同情况下的电磁干扰信号幅值，可以发现所述电压采样式传导电磁干扰抑制电路对电磁干扰信号有很明显的抑制作用。 |
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