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一种用于短波电台的功率放大器
申请号	CN201611203943.X	申请日	2016-12-23	公开(公告)号	CN106603024B	公开(公告)日	2024-04-26
申请人	陕西烽火实业有限公司;			发明人	王力; 蒲云龙; 张超超; 樊红谊; 茹宇翔; 帅奇;
摘要	本发明属于功率放大器技术领域，公开了一种用于短波电台的功率放大器，包括：依次连接的高通滤波器、不平衡转平衡变压器、第一级LDMOS功率放大管组、1:1传输线变压器、第二级LDMOS功率放大管组、1:4传输线变压器、平衡转不平衡变压器；高通滤波器的信号输入端电连接功率放大器的射频信号输入端，平衡转不平衡变压器的信号输出端电连接功率放大器的射频信号输出端；所述射频信号输出端输出功率放大后的射频模拟信号，能够实现功率放大器在低成本的基础上拥有良好的IP3指标。
权利要求	1.一种用于短波电台的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括：高通滤波器、不平衡转平衡变压器、第一级LDMOS功率放大管组、1:1传输线变压器、第二级LDMOS功率放大管组、1:4传输线变压器、平衡转不平衡变压器；所述高通滤波器的信号输入端电连接功率放大器的射频信号输入端，所述射频信号输入端输入射频模拟信号；所述高通滤波器的信号输出端电连接所述不平衡转平衡变压器的信号输入端，所述不平衡转平衡变压器的信号输出端电连接所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:1传输线变压器的信号输入端，所述1:1传输线变压器的信号输出端电连接所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:4传输线变压器的信号输入端，所述1:4传输线变压器的信号输出端电连接所述平衡转不平衡变压器的信号输入端，所述平衡转不平衡变压器的信号输出端电连接功率放大器的射频信号输出端；所述射频信号输出端输出功率放大后的射频模拟信号；所述高通滤波器用于抑制短波段频率中低频射频信号；所述频率中低频射频信号指频率在1.6MHz‑15MHz范围内的射频信号；所述1:1传输线变压器用于对所述第一级LDMOS功率放大管组和所述第二级LDMOS功率放大管组进行极间匹配；所述1:4传输线变压器用于对所述第二级LDMOS功率放大管组输出端和50欧姆射频电缆输入端进行阻抗匹配。 2.根据权利要求1所述的一种用于短波电台的功率放大器，其特征在于，所述第一级LDMOS功率放大管组或者所述第二级LDMOS功率放大管组采用LDMOS功率放大管组；所述LDMOS功率放大管组的硬件电路包含第一偏置电路、第二偏置电路、第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管；所述第一偏置电路的输入端连接偏置电压输入端，所述第一偏置电路的输入端还连接第一电阻的一端，所述第一电阻的另一端连接第一可变电阻的一端，所述第一可变电阻的另一端连接第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接地；所述第一可变电阻的滑动输出端分别连接第三电阻的一端和第一电容的一端，所述第一电容的另一端接地，所述第三电阻的另一端作为所述第一偏置电路的输出端；所述第二偏置电路的输入端连接所述偏置电压输入端，所述第二偏置电路的输入端还连接第四电阻的一端，所述第四电阻的另一端连接第二可变电阻的一端，所述第二可变电阻的另一端连接第五电阻的一端，所述第五电阻的另一端接地；所述第二可变电阻的滑动输出端分别连接第六电阻的一端和第二电容的一端，所述第二电容的另一端接地，所述第六电阻的另一端作为所述第二偏置电路的输出端；所述第一偏置电路的输出端连接第一LDMOS功率放大管的栅极，所述第一LDMOS功率放大管的源极接地，所述第一LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大管组输出端的第一输出端子；所述第二偏置电路的输出端连接第二LDMOS功率放大管的栅极，所述第二LDMOS功率放大管的源极接地，所述第二LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大组输出端的第二输出端子。 3.根据权利要求2所述的一种用于短波电台的功率放大器，其特征在于，所述LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益小于或者等于16dB。 4.根据权利要求2所述的一种用于短波电台的功率放大器，其特征在于，所述第一级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD16HHF1；所述第二级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD30HVF1。 5.根据权利要求2所述的一种用于短波电台的功率放大器，其特征在于，所述第一级LDMOS功率放大管组和第二级LDMOS功率放大管组分别工作在短波段频率中低频射频信号的增益线性时的静态工作点。
说明书全文	一种用于短波电台的功率放大器技术领域 [0001] 本发明属于功率放大器技术领域，尤其涉及一种用于短波电台的功率放大器，适用于在低成本的基础上，拥有高线性度等技术指标的小型通信设备。背景技术 [0002] 在短波频段，三阶交调截取点IP3(Third‑order Intercept Point)是一个衡量线性度或失真度的重要指标。由于短波段的频率倍频数较高，因而功率放大器难以保证全频段的IP3指标。 [0003] 做好全频段的IP3指标往往要选取频率特性更加稳定、更加优质的功率放大管，这种功率放大管的价格非常昂贵，不利于企业经营行为中保质量降成本增利润的目的实现。发明内容 [0004] 针对上述问题，本发明提供一种用于短波电台的功率放大器，能够实现功率放大器在低成本的基础上拥有优良的IP3指标。 [0005] 为达到上述目的，本发明采用如下技术方案予以实现。 [0006] 一种用于短波电台的功率放大器，所述功率放大器包括：高通滤波器、不平衡转平衡变压器、第一级LDMOS功率放大管组、1:1传输线变压器、第二级LDMOS功率放大管组、1:4传输线变压器、平衡转不平衡变压器； [0007] 所述高通滤波器的信号输入端电连接功率放大器的射频信号输入端，所述射频信号输入端输入射频模拟信号；所述高通滤波器的信号输出端电连接所述不平衡转平衡变压器的信号输入端，所述不平衡转平衡变压器的信号输出端电连接所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:1传输线变压器的信号输入端，所述1:1传输线变压器的信号输出端电连接所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:4传输线变压器的信号输入端，所述1:4传输线变压器的信号输出端电连接所述平衡转不平衡变压器的信号输入端，所述平衡转不平衡变压器的信号输出端电连接功率放大器的射频信号输出端；所述射频信号输出端输出功率放大后的射频模拟信号。 [0008] 本发明技术方案的特点和进一步的改进为： [0009] (1)所述高通滤波器用于渐变式的抑制频率中低频(1.6MHz～15MHz)射频信号； [0010] 所述1:1传输线变压器用于对所述第一级LDMOS功率放大管组和所述第二级LDMOS功率放大管组进行极间匹配； [0011] 所述1:4传输线变压器用于对所述第二级LDMOS功率放大管组输出端和50欧姆射频电缆输入端进行阻抗匹配。 [0012] (2)所述第一级LDMOS功率放大管组或者所述第二级LDMOS功率放大管组采用LDMOS功率放大管组； [0013] 所述LDMOS功率放大管组的硬件电路包含第一偏置电路、第二偏置电路、第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管； [0014] 所述第一偏置电路的输入端连接偏置电压输入端，所述第一偏置电路的输入端还连接第一电阻的一端，所述第一电阻的另一端连接第一可变电阻的一端，所述第一可变电阻的另一端连接第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接地；所述第一可变电阻的滑动输出端分别连接第三电阻的一端和第一电容的一端，所述第一电容的另一端接地，所述第三电阻的另一端作为所述第一偏置电路的输出端； [0015] 所述第二偏置电路的输入端连接所述偏置电压输入端，所述第二偏置电路的输入端还连接第四电阻的一端，所述第四电阻的另一端连接第二可变电阻的一端，所述第二可变电阻的另一端连接第五电阻的一端，所述第五电阻的另一端接地；所述第二可变电阻的滑动输出端分别连接第六电阻的一端和第二电容的一端，所述第二电容的另一端接地，所述第六电阻的另一端作为所述第二偏置电路的输出端； [0016] 所述第一偏置电路的输出端连接第一LDMOS功率放大管的栅极，所述第一LDMOS功率放大管的源极接地，所述第一LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大管组或输出端的第一输出端子； [0017] 所述第二偏置电路的输出端连接第二LDMOS功率放大管的栅极，所述第二LDMOS功率放大管的源极接地，所述第二LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大管组输出端的第二输出端子。 [0018] (3)所述LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益小于或者等于16dB。 [0019] (4)所述第一级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD16HHF1； [0020] 所述第二级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD30HVF1。 [0021] (5)确定所述功率放大器的最优工作点为第一级LDMOS功率放大管组和第二级LDMOS功率放大管组在保证短波段频率中低端(约1.6MHz～15MHz)的增益线性时的静态工作点，以确保所述功率放大器的三阶交调截取点在全频段都拥有优良IP3指标。 [0022] 本发明的有益效果为：本发明的用于短波电台的功率放大器有利于降低在保证短波全频段都拥有优良IP3指标的基础上的功率放大器的成本；本发明功率放大器中的LDMOS功率放大管组的电路结构有利于提高两路放大线路的增益一致性，最终有利于保证全频段都拥有优良的IP3指标；本发明功率放大器中的静态工作点的选取方法，为解决短波高倍频波段的全频段的线性无法全部兼顾的困难提供了基础，配合阻抗匹配能有效保证全频段的IP3的优良性。附图说明 [0023] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 [0024] 图1为本发明实施例提供的一种用于短波电台的功率放大器的结构示意图； [0025] 图2为本发明实施例提供的高通滤波器的电路结构示意图； [0026] 图3为本发明实施例提供的平衡转不平衡变压器和不平衡转平衡变压器的信号处理模型示意图； [0027] 图4为本发明实施例提供的平衡转不平衡变压器和不平衡转平衡变压器将信号进行分解和合成的示意图； [0028] 图5为本发明实施例提供的1:1传输线变压器和1:4传输线变压器的等效模型示意图； [0029] 图6为本发明实施例提供的LDMOS功率放大管组的电路结构示意图； [0030] 图7为本发明实施例提供的同一级功率放大管组中的两个功率放大管增益不一致时导致的三阶交调失衡的示意图。具体实施方式 [0031] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 [0032] 本发明实施例提供一种用于短波电台的功率放大器，如图1所示，所述功率放大器包括：高通滤波器、不平衡转平衡变压器、第一级LDMOS功率放大管组、1:1传输线变压器、第二级LDMOS功率放大管组、1:4传输线变压器、平衡转不平衡变压器； [0033] 所述高通滤波器的信号输入端电连接功率放大器的射频信号输入端，所述射频信号输入端输入射频模拟信号；所述高通滤波器的信号输出端电连接所述不平衡转平衡变压器的信号输入端，所述不平衡转平衡变压器的信号输出端电连接所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第一级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:1传输线变压器的信号输入端，所述1:1传输线变压器的信号输出端电连接所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输入端，所述第二级LDMOS功率放大管组的信号输出端电连接所述1:4传输线变压器的信号输入端，所述1:4传输线变压器的信号输出端电连接所述平衡转不平衡变压器的信号输入端，所述平衡转不平衡变压器的信号输出端电连接功率放大器的射频信号输出端；所述射频信号输出端输出功率放大后的射频模拟信号。 [0034] 本发明实施例将现有的高增益单管放大模式改为低增益多级级联放大模式，从而达到降低成本的目的。LDMOS器件具有高线性的特点，因此选取LDMOS作为主要放大器件。同时，LDMOS具有较高增益，一般可达14dB以上，优质的LDMOS更是具有28dB以上的增益，但是更高增益的LDMOS成本远高于14dB增益左右的LDMOS，因此本发明实施例选取14dB增益左右的LDMOS作为主要放大器件，并通过多级级联的方式来满足增益需求，以此降低放大器件的成本。同时，多级低增益级联的模式在稳定性方面还优于高增益单管的模式。 [0035] 本发明实施例提供的功率放大器，其中： [0036] 所述高通滤波器用于渐变式的抑制频率中低端(约1.6MHz～15MHz)射频信号通过所述功率放大器时的增益； [0037] 具体的，如图2所示，为本发明实施例提供的高通滤波器的电路图。LDMOS器件具有频率特性，一般情况下，增益会随着频率的升高逐渐降低。在功率放大器前端增加高通滤波器，对激励的衰减会随着频率的升高依次降低，能够对LDMOS的频率响应产生对冲效应，以此提高功率放大器的平坦度，有利于保证输出线性基本一致的情况下射频激励的平坦度。 [0038] 如图3所示，为本发明实施例提供的平衡转不平衡变压器和不平衡转平衡变压器对信号的处理模型图；二者可统称为平衡非平衡转换器，它是两种不同传输媒介进行信号传输匹配必不可少的基本器件。平衡意味着两个通道以不同方式传递信号，非平衡意味着一个通道接地，另一个通道传递信号。 [0039] 所述1:1传输线变压器用于对所述第一级LDMOS功率放大管组和所述第二级LDMOS功率放大管组进行极间匹配； [0040] 所述1:4传输线变压器用于对所述第二级LDMOS功率放大管组输出端和50欧姆射频电缆输入端进行阻抗匹配。 [0041] 具体的，平衡转不平衡变压器和不平衡转平衡变压器在做前后级阻抗匹配的同时，可以将信号进行分解和合成。如图4所示，分解和合成是可逆的。平衡转不平衡变压器将信号分解为两路，其频率和幅度一致，相位相差180度，分别输入进第一级LDMOS功率放大管组的两个功放管的栅极输入端；第二级LDMOS功率放大管组的两个功放管的漏极输出端输出射频信号通过1:4传输线变压器后，两路信号经变压器再输入至不平衡转平衡变压器，合成为一个信号。 [0042] 如图5所示，为本发明实施例提供的1:1传输线变压器和1:4传输线变压器的等效模型图；1:1传输线变压器主要作为第一级LDMOS功率放大管和第二级LDMOS功率放大管的极间匹配用。 [0043] 1:4传输线变压器主要匹配第二级LDMOS功率放大管组输出端和50欧姆射频电缆之间的阻抗。如图5所示，通过1:4的阻抗变换，第二级LDMOS功率放大管组内的每个单管的输出端会被匹配成Z＝12.5欧姆。根据P＝U2/R，每个单管都会具有较大的功率输出能力，即保证了整个功率放大器的输出能力不会被压缩，也即保证了功率放大器的线性范围不会被压缩，有利于功率的输出和寻找到最优静态工作点。 [0044] 需要说明的是， [0045] 通常情况下，LDMOS器件的专业资料标注的IP3是其最小值，LDMOS器件在其线性工作区内有其最优点，此最优点可高于标称值5‑10dBc。 [0046] 由于短波频率段的倍频数较高，而LDMOS器件具有频率特性，当全频段的功率输出额定时，确定的静态工作点往往只能保证频率中低端的线性或者频率中高端的线性。这种情况的出现主要是由下列因素导致的：常规放大电路在额定功率输出下的各级功放管本身的增益在频域上是有差异的；放大电路上的器件对于频率中高端的功率损耗是要大于频率中低端的。 [0047] 为了降低上述因素对全频段IP3指标带来的负面影响，本发明实施例选择通过静态工作点来保证频率中低端的线性。因为相较于频率中低端，通过外围匹配电路来改善频率中高端的增益和降低频率中高端的损耗的手段更为容易。 [0048] 因此，本发明实施例确定所述功率放大器的最优工作点为第一级LDMOS功率放大管组和第二级LDMOS功率放大管组在保证频率中低端(约1.6MHz～15MHz)增益线性时的静态工作点，为解决短波高倍频波段的全频段的线性无法全部兼顾的困难提供了基础，配合阻抗匹配能有效保证全频段的IP3的优良性。 [0049] 具体的，如图6所示，所述第一级LDMOS功率放大管组或者所述第二级LDMOS功率放大管组采用LDMOS功率放大管组。 [0050] 所述LDMOS功率放大管组的硬件电路包含第一偏置电路、第二偏置电路、第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管； [0051] 所述第一偏置电路的输入端连接偏置电压输入端，所述第一偏置电路的输入端还连接第一电阻R1的一端，所述第一电阻R1的另一端连接第一可变电阻RP1的一端，所述第一可变电阻RP1的另一端连接第二电阻R2的一端，所述第二电阻R2的另一端接地；所述第一可变电阻RP1的滑动输出端分别连接第三电阻R3的一端和第一电容C1的一端，所述第一电容C1的另一端接地，所述第三电阻R3的另一端作为所述第一偏置电路的输出端； [0052] 所述第二偏置电路的输入端连接所述偏置电压输入端，所述第二偏置电路的输入端还连接第四电阻R4的一端，所述第四电阻R4的另一端连接第二可变电阻RP2的一端，所述第二可变电阻RP2的另一端连接第五电阻R5的一端，所述第五电阻R5的另一端接地；所述第二可变电阻RP2的滑动输出端分别连接第六电阻R6的一端和第二电容C2的一端，所述第二电容C2的另一端接地，所述第六电阻R6的另一端作为所述第二偏置电路的输出端； [0053] 所述第一偏置电路的输出端连接第一LDMOS功率放大管的栅极，所述第一LDMOS功率放大管的源极接地，所述第一LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大管组输出端的第一输出端子； [0054] 所述第二偏置电路的输出端连接第二LDMOS功率放大管的栅极，所述第二LDMOS功率放大管的源极接地，所述第二LDMOS功率放大管的漏极输出作为所述LDMOS功率放大管组输出端的第二输出端子。 [0055] 对于图6这种推挽式放大电路，若两个单管各自的增益有差异，会导致三阶交调信号出现偏头的情况，如图7所示，当两个单音峰值相同幅度的情况下，2f2‑f1的峰值大于2f1‑f2，这种情况会拉低IP3指标。它是由于两个单管的增益不一致导致的。当两个单管增益不一致时，它们在同一频率相同功率的情况下表现出来的IP3是不一致的。 [0056] LDMOS器件是压控放大器，但其本质依旧是靠漏极和源极的静态工作电流来控制增益的。现有做法是给两个单管或者集成在同一个封装的对管加上同一个电压。虽然同一批次的LDMOS具有极高的相似性，相同栅压下增益也是近乎一致的，但是相同栅压下产生的漏极和源极静态工作电流却是不一致的，这种微小的差异经过多级级联后会产生质的变化，结果就是如图7所示的IP3中出现的偏头情况。 [0057] 所述图6中的偏置电路可以很好的解决上述问题。通过给每个LDMOS功率放大管单独设置偏置电路，通过控制栅压以此来控制静态工作电流的这种不够精确的参数控制模式变为直接调节每一个单管的静态工作电流，让两个单管的静态工作电流趋于一致，从而降低增益失衡度。 [0058] 示例性的，所述第一级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益不大于16dB，所述第二级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益不大于16dB。 [0059] 具体的，所述第一级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD16HHF1； [0060] 所述第二级LDMOS功率放大管组中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型号为RD30HVF1。 [0061] 本发明的有益效果为：本发明实施例提供的功率放大器有利于降低，在保证短波全频段都拥有优良IP3指标的基础上的功率放大器的成本；本发明功率放大器中的LDMOS功率放大管组的电路结构有利于提高两路放大线路的增益一致性，最终有利于保证全频段都拥有优良的IP3指；本发明功率放大器中的静态工作点的选取方法，为解决短波高倍频波段的全频段的线性无法全部兼顾的困难提供了基础，配合阻抗匹配能有效保证全频段的IP3的优良性。 [0062] 以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

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