电源供应器及直流转换模

申请号 CN202311504365.3 申请日 2023-11-13 公开(公告)号 CN118041064A 公开(公告)日 2024-05-14
申请人 台达电子工业股份有限公司; 发明人 张溢盛; 徐清振; 朱家苇; 杨竣宇; 黄登群; 邱奕勋; 赖建安; 王裕太; 何启寿; 吴志远; 吕可文;
摘要 一种电源供应器及直流转换模 块 ,所述电源供应器对负载供电,且电源供应器包括功因校正器、直流转换模块及隔离式转换模块。功因校正器插接于第一主 电路 板,且将交流电源转换为直流电源。直流转换模块插接于第一主 电路板 ,且将直流电源转换为主电源。隔离式转换模块包括总线电容,总线电容通过第一电源 铜 排耦接直流转换模块,且通过第二电源铜排耦接功因校正器。其中,第一电源铜排与第二电源铜排配置于与第一主电路板对立的一侧,且与第一主电路板平行配置。
权利要求

1.一种直流转换模,包括:
第一主电路板,包括第一插接端口与一第二插接端口;及
二组第一电路板,分别插接于所述第一插接端口与所述第二插接端口,且所述第一电路板分别包括:
第一开关桥臂;及
第一控制器,耦接所述第一开关桥臂,且提供第一控制信号控制所述第一开关桥臂;
其中,所述第一电路板通过插接所述第一插接端口与所述第二插接端口而彼此耦接,且所述第一电路板的第一控制信号相位差为180度,以形成交错式直流转换模块。
2.权利要求根据权利要求1所述的直流转换模块,其中所述第一电路板还分别包括:
第一初级侧电路,包括所述第一开关桥臂、电感走线及电感芯,且所述电感铁芯套设于所述电感走线而作为谐振电感;
第一次级侧电路;及
第一变压器,包括第一初级侧走线、第一次级侧走线及第一铁芯,所述第一铁芯套设于所述第一初级侧走线与所述第一次级侧走线而作为所述第一变压器;
其中,所述第一电路板的第一初级侧电路为一半桥式结构,所述第一电路板的电感走线与第一初级侧走线通过所述第一主电路板形成串联结构,且所述第一电路板的第一次级侧电路通过所述第一主电路板形成并联结构。
3.权利要求根据权利要求2所述的直流转换模块,其中所述第一电路板还分别包括:
第一电源输入端,分别形成于所述第一电路板的第一侧对与对立于所述第一侧的第二侧;及
第一电源输出端,形成于所述第一侧或所述第二侧,且所述第一电路板的第一电源输出端分别插接于所述第一插接端口与所述第二插接端口;
其中,所述第一电源输入端耦接所述第一开关桥臂,且所述第一电源输出端耦接所述第一次级侧电路。
4.权利要求根据权利要求3所述的直流转换模块,其中所述第一电源输入端包括:
正极输入端,形成于所述第一侧或所述第二侧;
负极输入端,形成于对立所述正极输入端的一侧;
其中,所述正极输入端与所述负极输入端的其中一者通过一第一电源排耦接一总线电容,且另一者通过所述第一主电路板耦接所述总线电容。
5.权利要求根据权利要求3所述的直流转换模块,其中每个第一电路板的所述第一电源输出端包括:
多个正极输出端,形成于所述第一侧或所述第二侧;及
多个负极输出端,形成在与所述正极输出端相同侧;
其中,所述正极输出端与所述负极输出端通过对应的插接于所述第一插接端口或所述第二插接端口而形成所述第一电路板的第一次级侧电路的并联结构。
6.权利要求根据权利要求5所述的直流转换模块,其中所述正极输出端与所述负极输出端交错排列。
7.权利要求根据权利要求5所述的直流转换模块,还包括:
第一铜排,配置于所述第一主电路板,且包括多个第一端,所述第一端供所述正极输出端插接;及
第二铜排,配置于所述第一主电路板,且包括多个第二端,所述第二端供所述负极输出端插接;及
其中,所述第一端与所述第二端相应的形成所述第一插接端口或所述第二插接端口,且所述第一端与所述第二端交错排列。
8.权利要求根据权利要求7所述的直流转换模块,其中所述第一铜排包括:
第一铜条段,所述第一铜条段包括多个第一延伸段,所述第一延伸段分别形成所述第一端;及
所述第二铜排包括:
第二铜条段,所述第二铜条段包括多个第二延伸段,所述第二延伸段分别形成所述第二端。
9.权利要求根据权利要求7所述的直流转换模块,其中所述第一端与所述第二端分别形成凹部,所述第一端与所述第二端的凹部分别容置所述正极输出端与所述负极输出端。
10.权利要求根据权利要求7所述的直流转换模块,其中于所述第一铜条段与所述第二铜条段同一侧的凹部排列呈一线,以供板状的所述第一电源输出端插接。
11.权利要求根据权利要求7所述的直流转换模块,其中所述第一铜条段与所述第二铜条段的形状相同,且所述第一铜条段与所述第二铜条段的其中一者堆叠于另一者之上。
12.权利要求根据权利要求7所述的直流转换模块,还包括:
输出端口,形成金手指结构,且所述金手指结构包括正连接端子与负连接端子,所述正连接端子耦接所述第一铜排,所述负连接端子耦接所述第二铜排。
13.权利要求根据权利要求12所述的直流转换模块,其中金手指结构还包括辅助端子,所述辅助端子配置于所述金手指结构的一侧边段,用以提供信号或辅助电源,且所述正连接端子与所述负连接端子分别配置于所述金手指结构的中间段与另一侧边段。
14.权利要求根据权利要求12所述的直流转换模块,其中所述第一铜排还包括:
第一架高段,配置为较所述第一铜条段远离所述第一主电路板;及
所述第二铜排还包括:
第二架高段,配置为较所述第二铜条段远离所述第一主电路板;
其中,所述第一主电路板包括固接部,所述固接部固接所述输出端口,且所述第一架高段与所述第二架高段通过特定堆叠结构限位所述输出端口。
15.权利要求根据权利要求14所述的直流转换模块,其中所述第一架高段与所述第一铜条段一体成形,所述第二架高段与所述第二铜条段一体成形。
16.一种直流转换模块,包括:
第一主电路板,包括第一插接端口、第二插接端口及第三插接端口;及三组第一电路板,分别插接于所述第一插接端口、所述第二插接端口及所述第三插接端口,且所述第一电路板分别包括:
第一变压器,包括第一初级侧走线、第一次级侧走线及第一铁芯,所述第一初级侧走线形成于所述第一电路板而作为第一初级侧线圈,且所述第一次级侧走线形成于所述第一电路板而作为第一次级侧线圈,所述第一铁芯套设于所述第一初级侧走线与所述第一次级侧走线而作为所述第一变压器;
其中,所述第一电路板通过插接所述第一插接端口、所述第二插接端口及所述第三插接端口而使所述第一电路板的第一初级侧走线形成初级侧三接线,且所述第一电路板通过插接所述第一插接端口、所述第二插接端口及所述第三插接端口而使所述第一电路板的第一次级侧走线形成一次级侧三角接线。
17.权利要求根据权利要求16所述的直流转换模块,其中所述第一电路板还分别包括:
第一初级侧电路,包括电感走线与电感铁芯,且所述电感铁芯套设于所述电感走线而作为谐振电感;
其中,所述第一电路板通过插接所述第一插接端口、所述第二插接端口及所述第三插接端口而使所述第一电路板的电感走线与第一初级侧走线形成所述初级侧三角接线。
18.一种电源供应器,包括:
功因校正器,插接于第一主电路板,且将交流电源转换为直流电源;
直流转换模块,插接于所述第一主电路板,且将直流电源转换为主电源;及隔离式转换模块,包括总线电容,所述总线电容通过第一电源铜排耦接所述直流转换模块,且通过第二电源铜排耦接所述功因校正器;
其中,所述第一电源铜排与所述第二电源铜排配置于与所述第一主电路板对立的一侧,且与所述第一主电路板平行配置。
19.权利要求根据权利要求18所述的电源供应器,其中所述隔离式转换模块还包括:
第二主电路板,包括第四插接端口与第二电源输入端;
第二电路板,插接于所述第四插接端口,且所述第二电路板包括:
第二变压器,包括第二初级侧走线、第二次级侧走线及第二铁芯,所述第二初级侧走线形成于所述第二电路板而作为第二初级侧线圈,且所述第二次级侧走线形成于所述第二电路板而作为第二次级侧线圈,所述第二铁芯套设于所述第二初级侧走线与所述第二次级侧走线而作为所述第二变压器;及
第三电路板,插接于所述第二电源输入端;
其中,所述总线电容插接于所述第三电路板,以与所述第二主电路板呈平配置,且所述总线电容通过所述第三电路板耦接于所述第二电源输入端。
20.权利要求根据权利要求19所述的电源供应器,其中所述第二主电路板、所述第二电路板及所述第二铁芯形成隔离式转换器,且所述第三电路板与所述总线电容形成耦接所述隔离式转换器与所述直流转换模块的直流总线模块。
21.权利要求根据权利要求19所述的电源供应器,其中所述第三电路板包括:
第一总线端,形成于所述第三电路板的第一侧,且插接于所述第二电源输入端;
第二总线端,形成于所述第三电路板的第二侧,且插接于所述第一主电路板;及第三总线端,形成于所述第三电路板中,对立于所述第二侧的第三侧;
其中,所述第三总线端通过所述第一电源铜排耦接所述直流转换模块,且所述第二总线端通过所述第一主电路板耦接所述直流转换模块。
22.权利要求根据权利要求21所述的电源供应器,还包括:
第四电路板,包括第一端、第二端及第三端;及
突波抑制电路,插接于所述第四电路板;
其中,所述第一端形成于所述第四电路板的第一侧,且插接于所述第一主电路板,所述第二端形成于所述第四电路板中,对立于所述第一侧的第二侧,且所述第三端与所述第二端形成于同一侧;所述第二端耦接所述功因校正器,且所述第三端通过所述第一电源铜排耦接所述第三总线端。
23.权利要求根据权利要求18所述的电源供应器,其中所述功因校正器包括:
第五电路板,插接电感模块;
第六电路板,配置多个功率开关,以形成一桥臂组,所述第六电路板的一端插接所述第五电路板而耦接所述电感模块,且另一端插接所述第一主电路板;及
第七电路板,配置多个整流开关,以形成整流桥臂,所述第七电路板插接于所述第一主电路板;
其中,所述第六电路板通过插接所述第五电路板而形成第一容置空间,所述第一容置空间容置所述电感模块。
24.权利要求根据权利要求23所述的电源供应器,其中所述第五电路板与所述第七电路板通过所述第二电源铜排耦接突波抑制电路,且所述第六电路板通过插接于所述第五电路板而耦接所述第二电源铜排。
25.权利要求根据权利要求23所述的电源供应器,其中所述第五电路板通过第三电源铜排耦接交流电源的火线或地线,且所述第七电路板通过所述第一主电路板耦接所述火线或所述地线。
26.权利要求根据权利要求18所述的电源供应器,还包括:
输入结构,插接所述第一主电路板,且所述输入结构包括:
插座件,可耦接提供交流电源的插头;
第八电路板,供所述插座件插接;及
第九电路板,形成电磁干扰抑制电路,且供所述第八电路板插接而耦接所述插座件;
其中,所述第九电路板插接于所述第一主电路板,且所述第八电路板、所述第九电路板及所述第一主电路板形成三维垂直结构。
27.权利要求根据权利要求26所述的电源供应器,其中所述第九电路板配置至少一滤波电感及至少一滤波电容,且所述至少一滤波电感与所述至少一滤波电容的高度小于于所述第八电路板垂直插接于所述第九电路板后,所述第八电路板的高度。

说明书全文

电源供应器及直流转换模

技术领域

[0001] 本发明涉及一种电源供应器及直流转换模块,尤指一种通用冗余式电源供应器。

背景技术

[0002] 随着信息产业的快速发展,电源供应器已扮演着不可或缺的色。信息和家用电器的输入电压分为交流电压和直流电压,且电源供应器一般可分为两个级别。一般前级通常为AC/DC转换器、功率因数校正器或DC/DC转换器,且后级通常包括一组主转换器与一组辅助转换器。主转换器与辅助转换器一般通常为直流对直流的电源转换器,且主转换器一般通常需要备高输出功率及高转换效率的功能。而且,主转换器与辅助转换器也通常需要有隔离初级侧与次级侧的功能,以对高压/低压进行电气隔离。
[0003] 然而,在现有技术的电源供应器中,前级AC/DC转换器与后级主转换器、辅助转换器通常设计于单一块主板上,或是由多块电路板叠层,在由飞线来耦接彼此。因此,势必无法降低电源供应器的功率密度,导至电源供应器的体积无法有效缩减,造成电源供应器体积庞大,功率密度不佳的问题。
[0004] 所以,如何设计出一种电源供应器及直流转换模块,以通过特殊的电路结构来大幅缩小电源供应器及直流转换模块的电路体积,乃为本案发明人所欲行研究的一大课题。

发明内容

[0005] 为了解决上述问题,本公开提供一种直流转换模块,以克服现有技术的问题。因此,本公开的直流转换模块包括第一主电路板与二组第一电路板,且二组第一电路板分别包括第一开关桥臂与第一控制器。第一主电路板包括第一插接端口与第二插接端口,且二组第一电路板分别插接于第一插接端口与第二插接端口。第一控制器耦接第一开关桥臂,且提供第一控制信号控制第一开关桥臂。其中,二组第一电路板通过插接第一插接端口与第二插接端口而彼此耦接,且二组第一电路板的第一控制信号相位差为180度,以形成交错式直流转换模块。
[0006] 为了解决上述问题,本公开提供一种直流转换模块,以克服现有技术的问题。因此,本公开的直流转换模块包括第一主电路板与三组第一电路板,且三组第一电路板分别包括第一变压器。第一主电路板包括第一插接端口、第二插接端口及第三插接端口,且三组第一电路板分别插接于第一插接端口、第二插接端口及第三插接端口。第一变压器包括第一初级侧走线、第一次级侧走线及第一芯,且第一初级侧走线形成于第一电路板而作为第一初级侧线圈。第一次级侧走线形成于第一电路板而作为第一次级侧线圈,且第一铁芯套设于第一初级侧走线与第一次级侧走线而作为第一变压器。其中,三组第一电路板通过插接第一插接端口、第二插接端口及第三插接端口而使三组第一电路板的第一初级侧走线形成一初级侧三角接线,且三组第一电路板通过插接第一插接端口、第二插接端口及第三插接端口而使三组第一电路板的第一次级侧走线形成次级侧三角接线。
[0007] 为了解决上述问题,本公开提供一种电源供应器,以克服现有技术的问题。因此,本公开的电源供应器包括功因校正器、直流转换模块及隔离式转换模块。功因校正器插接于第一主电路板,且将交流电源转换为直流电源。直流转换模块插接于第一主电路板,且将直流电源转换为主电源。隔离式转换模块包括总线电容,总线电容通过第一电源排耦接直流转换模块,且通过第二电源铜排耦接功因校正器。其中,第一电源铜排与第二电源铜排配置于与第一主电路板对立的一侧,且与第一主电路板平行配置。
[0008] 本公开的主要目的及功效在于,由于本公开的电源供应器通过将功因校正器、直流转换模块及隔离式转换模块插接主电路板的方式来节省电路体积。如此,即可大幅度的提高电源供应器的空间利用率而达到高功率密度需求。
[0009] 为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效,请参阅以下有关本发明的详细说明与附图,相信本发明的目的、特征与特点,当可由此得一深入且具体的了解,然而所附附图仅提供参考与说明用,并非用来对本发明加以限制者。

附图说明

[0010] 图1为本公开的电源供应器的电路方块图;
[0011] 图2为本公开的电源供应器的结构示意图;
[0012] 图3A所示为本公开的直流转换模块第一实施方式的电路图;
[0013] 图3B为本公开第一实施方式的直流转换模块的立体电路结构分解图;
[0014] 图3C为本公开第一实施方式的直流转换模块的立体电路结构组合图;
[0015] 图3D为本公开的开关驱动线路的电路图;
[0016] 图3E为本公开的开关驱动线路的走线配置示意图;
[0017] 图4A~图4L为本公开的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层的走线示意图;
[0018] 图4M为本公开的平板型磁性元件的线圈为∞字走线示意图;
[0019] 图5A为本公开的谐振转换器于第一整流开关导通时的电流路径图;
[0020] 图5B为本公开的第一初级侧走线于第一整流开关导通时的的电流路径图;
[0021] 图5C为本公开的第一次级侧走线于第一整流开关导通时的的电流路径图;
[0022] 图6A为本公开的谐振转换器于第二整流开关导通时的电流路径图;
[0023] 图6B为本公开的第一初级侧走线于第二整流开关导通时的的电流路径图;
[0024] 图6C为本公开的第一次级侧走线于第二整流开关导通时的的电流路径图;
[0025] 图7A为本公开第一实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第一走线运作时的磁通势曲线图;
[0026] 图7B为本公开第一实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第二走线运作时的磁通势曲线图;
[0027] 图7C为现有应用于传统谐振转换器的变压器磁通势曲线图;
[0028] 图8A为本公开第二实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第一走线运作时的磁通势曲线图;
[0029] 图8B为本公开第二实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第二走线运作时的磁通势曲线图;
[0030] 图9A~图9H为本公开第三至第十实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构与磁通势曲线图;
[0031] 图10A为本公开电感铁芯与第一铁芯搭配第一穿孔、第二穿孔及第三穿孔的结构示意图;
[0032] 图10B为本公开的第一铁芯另一实施方式的结构示意图;
[0033] 图11A为现有的比流器耦接本公开的谐振转换器的电路方块图;
[0034] 图11B为本公开另一实施方式的谐振转换器附加本公开的比流器线圈的电路方块图;
[0035] 图11C为本公开的比流器线圈耦接第一次级侧线圈的电路结构示意图;
[0036] 图12A~图12L为本公开另一实施方式的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层的走线示意图;
[0037] 图12M~图12O为本公开另一实施方式的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层的走线的附加实施例的示意图;
[0038] 图13A为本公开的直流转换模块第二实施方式的电路图;
[0039] 图13B为本公开第二实施方式的直流转换模块的立体电路结构组合图;
[0040] 图13C为本公开第二实施方式的直流转换模块的立体电路结构分解图;
[0041] 图14A为本公开的使用三组谐振转换器形成直流转换模块的第一实施方式的磁性元件接线图;
[0042] 图14B为本公开的使用三组谐振转换器形成直流转换模块的第二实施方式的磁性元件接线图;
[0043] 图15A为本公开电源供应器的输出结构的结构俯视图;
[0044] 图15B为本公开的输出结构的铜排结构的俯视图;
[0045] 图15C为本公开的输出结构的立体组合图;
[0046] 图15D为本公开的输出结构的立体分解爆炸图;
[0047] 图16为本公开的隔离式转换器的电路方块图;
[0048] 图17A为本公开隔离式转换模块的平面侧视图;
[0049] 图17B为本公开隔离式转换模块的立体组合图;
[0050] 图17C为本公开隔离式转换模块的立体分解爆炸图;
[0051] 图18A为本公开的第二电路板的立体电路结构分解图;
[0052] 图18B为本公开的第二电路板的立体电路结构组合图;
[0053] 图19A为本公开的第二变压器线圈电路图;
[0054] 图19B为本公开的第二变压器走线配置方式示意图;
[0055] 图20为本公开的初级相邻层的走线配置示意图;
[0056] 图21为本公开的隔离式转换模块与直流转换模块的电路示意图;
[0057] 图22A为本公开的隔离式转换模块与直流转换模块的平面俯视图;
[0058] 图22B为本公开隔离式转换模块与直流转换模块的立体组合图;
[0059] 图22C为本公开隔离式转换模块与直流转换模块的立体分解爆炸图;
[0060] 图23A为本公开的隔离式转换模块搭配突波抑制电路的立体组合图;
[0061] 图23B为本公开的隔离式转换模块搭配突波抑制电路的立体分解爆炸图;
[0062] 图24为本公开的功因校正器的电路图;
[0063] 图25A为本公开的功率电感立体结构图;
[0064] 图25B为本公开的功率电感的铁芯立体结构图;
[0065] 图26A为本公开的功因校正器的立体组合图;
[0066] 图26B为本公开的功因校正器的立体分解爆炸图;
[0067] 图26C为本公开的功因校正器搭配突波抑制电路与直流总线模块的立体组合图;
[0068] 图26D为本公开的功因校正器搭配突波抑制电路与直流总线模块的立体分解爆炸图;
[0069] 图27为本公开的电源供应器的输入结构的电路图;
[0070] 图28A为本公开的输入结构的立体分解爆炸图;
[0071] 图28B为本公开的输入结构的立体组合图;及
[0072] 图28C为本公开的输入结构插接于第一主电路板的平面俯视图。
[0073] 附图标号说明
[0074] 300…负载
[0075] PSU…电源供应器
[0076] CH…机壳
[0077] CH1…第一侧
[0078] CH2…第二侧
[0079] SA2…第二容置空间
[0080] X…轴线
[0081] CB_M1…第一主电路板
[0082] SCT…插座件
[0083] FN…
[0084] IN_S…输入结构
[0085] SK_M…插座模块
[0086] SCT…插座件
[0087] CB8…第八电路板
[0088] FU…保险丝
[0089] EMI…电磁干扰抑制电路
[0090] CB9…第九电路板
[0091] L_XY…滤波电感
[0092] C_XY…滤波电容
[0093] PFC…功因校正器
[0094] L_M…电感模块
[0095] L1…第一电感
[0096] CL1…第一线圈
[0097] H5…第五穿孔
[0098] L2…第二电感
[0099] CL2…第二线圈
[0100] H6…第六穿孔
[0101] C3…第三铁芯
[0102] C32…第四铁芯柱
[0103] C34…第五铁芯柱
[0104] C3‑3…片状铁芯
[0105] C3‑4…侧柱
[0106] C32A、C34A、C32B、C34B…柱体
[0107] BS…基座
[0108] E_L…火线端
[0109] E_N…地线端
[0110] SA2_M…第二开关桥臂
[0111] SA_G…桥臂组
[0112] SA_1…第一桥臂
[0113] SA_2…第二桥臂
[0114] S1~S4…功率开关
[0115] SA_SR…整流桥
[0116] S5~S6…整流开关
[0117] CB5…第五电路板
[0118] CB6…第六电路板
[0119] SA1…第一容置空间
[0120] CB7…第七电路板
[0121] BR_P2…第二电源铜排
[0122] BR_P3…第三电源铜排
[0123] CL_P…初级侧控制器
[0124] CR_SU…突波抑制电路
[0125] CB4…第四电路板
[0126] SU1…第一端
[0127] SU2…第二端
[0128] SU3…第三端
[0129] CR_DC…直流转换模块
[0130] CL_S…次级侧控制器
[0131] OUT_S…输出结构
[0132] DP_1…第一插接端口
[0133] BR_1…第一铜排
[0134] BR_1S…第一铜条段
[0135] BR_1H…第一架高段
[0136] E_1…第一端
[0137] DP_2…第二插接端口
[0138] BR_2…第二铜排
[0139] BR_2S…第二铜条段
[0140] BR_2H…第二架高段
[0141] E_2…第二端
[0142] E_P…插接端
[0143] FC…铜架
[0144] OUT…输出端口
[0145] OUT_P…正连接端子
[0146] OUT_N…负连接端子
[0147] OUT_A…辅助端子
[0148] P_1…第一插接件
[0149] E_PP…正插接端
[0150] P_2…第二插接件
[0151] E_PN…负插接端
[0152] P_F…固接部
[0153] 100…谐振转换器
[0154] CP…连接接脚
[0155] HS…散热
[0156] CB1…第一电路板
[0157] SA1_M…第一开关桥臂
[0158] 1A…第一初级侧电路
[0159] Q1、Q2、Q3、Q4…功率开关
[0160] SA1_N…第二开关桥臂
[0161] Lc…电感线圈
[0162] Lr…谐振电感
[0163] C_L…电感铁芯
[0164] Tl…电感走线
[0165] H3…第三穿孔
[0166] C_LC…铁芯柱
[0167] 2A…第一变压器
[0168] Cr…谐振电容
[0169] 22A…第一初级侧线圈
[0170] P…初级侧线圈
[0171] S…次级侧线圈
[0172] Tp1…第一初级侧走线
[0173] Ts1…第一次级侧走线
[0174] 24A…第一次级侧线圈
[0175] Ts1_1…第一走线
[0176] 24A‑1…第一线圈
[0177] Ts1_2…第二走线
[0178] 24A‑2…第二线圈
[0179] C1…第一铁芯
[0180] PE…平板型磁性元件
[0181] H1…第一穿孔
[0182] C12…第一铁芯柱
[0183] H2…第二穿孔
[0184] C14…第二铁芯柱
[0185] 32…整流电路
[0186] 3A…第一次级侧电路
[0187] 4A…第一控制器
[0188] SR1、SR2…整流开关
[0189] 5A…比流器初级侧线圈
[0190] 5…比流器
[0191] (52A、52B)…比流器线圈
[0192] 5B…比流器次级侧线圈
[0193] Tcb1…第一比流器走线
[0194] (Tca、Tcb)…比流器走线
[0195] Rs…检测电阻
[0196] Tcb2…第二比流器走线
[0197] IN_P1+…正极输入端
[0198] IN_P1…第一电源输入端
[0199] OUT_P1…第一电源输出端
[0200] IN_P1‑…负极输入端
[0201] OUT_P1‑…负极输出端
[0202] OUT_P1+…正极输出端
[0203] CR_AUX…隔离式转换器
[0204] CR_M…隔离式转换模块
[0205] CB_M2…第二主电路板
[0206] CL_AUX…辅助电源控制器
[0207] IN_P2…第二电源输入端
[0208] DP_4…第四插接端口
[0209] AS…方型篓空区
[0210] OUT_P2…第二电源输出端
[0211] AS_N…非篓空区
[0212] W_S、W_B…宽度
[0213] H4…第四穿孔
[0214] CB2…第二电路板
[0215] LPa…初级相邻层
[0216] LP…初级层
[0217] LSa…次级相邻层
[0218] LS…次级层
[0219] 1B…第二初级侧电路
[0220] X…中心线
[0221] 2B…变压器
[0222] SW…开关
[0223] Tp2…第二初级侧走线
[0224] 22B…第二初级侧线圈
[0225] 24B…第二次级侧线圈
[0226] Wh2、Wh4…第二宽度
[0227] Wh1、Wh3…第一宽度
[0228] Ts2…第二次级侧走线
[0229] Cf1、Cf2、Cf3、Cf4、Cf5…辅助走线
[0230] W1、W2、W3、W4、W5…辅助线圈
[0231] C22…第三铁芯柱
[0232] C2…第二铁芯
[0233] Y1…第一距离
[0234] gap…气隙
[0235] 3B…第二次级侧电路
[0236] Y2…第二距离
[0237] SWr…整流开关
[0238] Cr…次级整流电路
[0239] 4B…第二控制器
[0240] Co…输出电容
[0241] CR_BUS…直流总线模块
[0242] BR_P1…第一电源铜排
[0243] W_C…直径
[0244] Cbus…总线电容
[0245] BUS_1…第一总线端
[0246] CB3…第三电路板
[0247] BUS_3…第三总线端
[0248] BUS_2…第二总线端
[0249] via…过孔
[0250] CR_ISO…隔离电路
[0251] T_P…信号提供走线
[0252] DVR…驱动电路
[0253] V_AC…交流电源
[0254] T_F…信号返回走线
[0255] V_M…主电源
[0256] V_DC…直流电源
[0257] Vc…跨压
[0258] V_AUX…辅助电源
[0259] Is…次级侧电流
[0260] Ip…初级侧电流
[0261] I2…第二电流
[0262] I1…第一电流
[0263] D1…第一方向
[0264] Ia…感测电流
[0265] F_D1…第一方向磁通
[0266] D2…第二方向
[0267] MMF…磁通势
[0268] F_D2…第二方向磁通
[0269] Ml…第一预定偏移量
[0270] M0…磁通原点
[0271] Rm…特定范围内
[0272] Mr…第二预定偏移量
[0273] C2…第二磁通势曲线
[0274] C1…第一磁通势曲线
[0275] L…线条
[0276] A、B…波形数量

具体实施方式

[0277] 现有关本发明的技术内容及详细说明,配合附图说明如下:
[0278] 电源系统
[0279] 请参阅图1为本公开的电源供应器的电路方块图。电源供应器PSU耦接负载300且对负载提供主电源V_M与辅助电源V_AUX对负载300供电。负载300例如但不限于,可以为具有中央处理器的系统(如伺服器、电源管理设备)等设备,且辅助电源V_AUX一般除了供应给负载300外,还可以供电源供应器PSU内部装置(例如但不限于,控制器风扇等)所使用。电源供应器PSU包括电磁干扰抑制电路EMI、功因校正器PFC、总线电容Cbus、直流转换模块CR_DC及隔离式转换器CR_AUX,功因校正器PFC的一端耦接电磁干扰抑制电路EMI,且另一端通过总线电容Cbus耦接直流转换模块CR_DC与隔离式转换器CR_AUX。其中,本公开的电源供应器PSU为符合CRPS(Common Redundant Power Supplies)规范的备援式电源供应器,适用于作为伺服器的主要供电来源。
[0280] 电源供应器PSU通过直流转换模块CR_DC与隔离式转换器CR_AUX内部的电器隔离元件(例如但不限于变压器等)将电源供应器PSU分为初级侧与次级侧,且电源供应器PSU还包括初级侧控制器CL_P、次级侧控制器CL_S及辅助电源控制器CL_AUX。初级侧控制器CL_P、次级侧控制器CL_S及辅助电源控制器CL_AUX分别对应的耦接功因校正器PFC、直流转换模块CR_DC及隔离式转换器CR_AUX,以分别对各自的电路进行电源转换的控制。
[0281] 进一步而言,电磁干扰抑制电路EMI用以对交流电源V_AC进行电磁干扰的抑制,且初级侧控制器CL_P控制功因校正器PFC将交流电源V_AC转换为直流电源V_DC,以将直流电源V_DC存储于总线电容Cbus。次级侧控制器CL_S控制直流转换模块CR_DC将直流电源V_DC转换为主电源V_M,且辅助电源控制器CL_AUX控制隔离式转换器CR_AUX将直流电源V_DC转换为辅助电源V_AUX,以使电源供应器PSU可通过接收交流电源V_AC提供主电源V_M与辅助电源V_AUX。于一实施例中,功因校正器PFC较佳可以为无桥式图腾柱交错式(Totem pole interleave)转换器,直流转换模块CR_DC较佳可以为谐振式转换器(例如LLC转换器),且隔离式转换器CR_AUX较佳可以为反驰式转换器,但并不以此为限。总线电容Cbus较佳可以为大容量(Bulk)电容,其一般为电解电容,具有较大的体积及容量。
[0282] 另外一方面,功因校正器PFC至总线电容Cbus的路径上还可包括突波抑制电路CR_SU。突波抑制电路CR_SU用以于总线电容Cbus没电时,抑制直流电源V_DC对其充电所造成瞬间大电流。此外,次级侧控制器CL_S可通过隔离电路CR_ISO与初级侧控制器CL_P通讯,以具以得知彼此的状态来对各自的电路进行电源转换的控制。更加地,次级侧控制器CL_S可通过线路耦接外部装置(例如但不限于负载300),以与外部装置相互通讯,且使外部装置可通过与次级侧控制器CL_S相互通讯来控制电源供应器PSU。而且,次级侧控制器CL_S还可耦接电源供应器PSU内部的辅助设备(例如但不限于,风扇FN等)。以风扇FN为例,风扇FN可接收主电源V_M或辅助电源V_AUX而运作,且次级侧控制器CL_S通过提供控制信号来控制风扇的转速和/或转向。
[0283] 请参阅图2为本公开的电源供应器的结构示意图,复配合参阅图1。于图2中,电源供应器PSU还包括机壳CH、插座件SCT及输出端口OUT。机壳CH具有第一侧CH1与对立于第一侧CH1的第二侧CH2,且机壳CH包括第二容置空间SA2,第二容置空间SA2用以容置图1所示的电路(即功因校正器PFC、直流转换模块CR_DC、隔离式转换器CR_AUX等电路)。插座件SCT配置于第一侧CH1的第一侧边(即轴线X的其中一侧边,在此出示轴线X的下方),且风扇FN配置于第一侧CH1的第二侧边(即轴线X的另一侧边,在此出示轴线X的上方)。输出端口OUT形成金手指结构,且输出端口OU配置于第二侧CH2。
[0284] 其中,风扇FN用以对电源供应器PSU内部的电路元件进行散热,尤其是功率开关、整流开关等易于发热与积热的大功率元件。另外一方面,插座件SCT可耦接提供交流电源V_AC的插头(图未示),且输出端口OUT包括正连接端子OUT_P、负连接端子OUT_N及辅助端子OUT_A。正连接端子OUT_P与负连接端子OUT_N用以传输主电源V_M至负载300,辅助端子OUT_A用以提供辅助电源V_AUX及其余的控制信号(例如图1所示的次级侧控制器CL_S(即图2所示插接的电路板)与外部装置沟通之用)。值得一提,于一实施例中,本公开的风扇FN配置方式更具有有效地提升电源供应器的散热效率的功能,后续将有更进一步的说明,在此不再加以赘述。
[0285] 复参阅图2,电源供应器PSU分成了数个区块,每个区块配置如图1‑图2所示的电路。其中,为了提高散热效率,电源供应器PSU更使用了较为特殊的配置方式。具体而言,由于功因校正器PFC、直流转换模块CR_DC属于大功率输出,在运作中容易产生并累积大量的热。因此,电源供应器PSU将具有大功率输出的功因校正器PFC与直流转换模块CR_DC配置于第二侧边(在此以轴线X的上方示意),且风扇FN也配置于轴线X的上方,以使风扇所吸入/吹出的风通过功因校正器PFC与直流转换模块CR_DC所形成的散热风道进行散热。如此,即可有效的将易发热的大功率元件上所累积的热源散出,提供了较佳的散热效率。另外一方面,由于电磁干扰抑制电路EMI与隔离式转换器CR_AUX属于小功率的电路模块,在运作中并不易制造出大量的积热,因此配置于第一侧边(在此以轴线X的下方示意)即可。以下,将会各个区块的电路结构及其特征,做更进一步的描述。
[0286] B.直流转换模块
[0287] B.1.直流转换模块电路拓朴
[0288] 如图3A所示为本公开的直流转换模块第一实施方式的电路图,复配合参阅图1~图2。在图3A中,直流转换模块CR_DC包括单一组谐振转换器100(在此以半桥式LLC转换器示意),且谐振转换器100可耦接前级电路(即通过总线电容Cbus耦接功因校正器PFC)与负载300。谐振转换器100包括第一初级侧电路1A、至少一组第一变压器2A(本实施例以二组示意)、至少一组第一次级侧电路3A(本实施例以二组示意)及第一控制器4A,且第一变压器2A包括第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A。以图3A为例,第一初级侧电路1A为半桥式架构,包括一组第一开关桥臂SA1_M与一组谐振槽(即串接的谐振电感Lr与谐振电容Cr,但不以此为限),且第一开关桥臂SA1_M包括二个串接的功率开关Q1~Q2。因此,可通过谐振槽耦接开关桥臂SA1_M与第一初级侧线圈22A而形成初级侧拓朴。第一次级侧电路3A包括一组整流电路32,且整流电路32分别包括一个整流开关SR1、SR2。第一变压器2A的第一次级侧线圈24A包括第一线圈24A‑1与第二线圈24‑2,且第一线圈24A‑1与第二线圈24‑2为中心抽头式的线圈。因此,可通过第一次级侧线圈24A耦接整流电路32而形成次级侧拓朴,且谐振转换器100可通过第一控制器4A控制整流开关SR1、SR2的导通/关断,使第一线圈24A‑1与第二线圈24‑2分别耦合第一初级侧线圈22A。
[0289] 一般而言,第一控制器4A通过控制第一开关桥臂SA1_M与整流电路32的整流开关SR1、SR2来使谐振槽、第一变压器2A储能/释能,以通过谐振槽、第一变压器2A的储能/释能而将谐振转换器100所接收的直流电源V_DC转换为主电源V_M。值得一提,于一实施例中,第一初级侧电路1A与第一次级侧电路3A的电路结构仅为示意性的范例,举凡可构成谐振转换器100架构的第一初级侧电路1A(例如但不限于,全桥式结构、二组谐振槽等)与第一次级侧电路3A(例如但不限于,半桥式整流电路、单组整流电路等),皆应包含在本实施例的范畴当中。此外,于一实施例中,第一变压器2A可以如图3A所示的为2组,但不以此为限,其可以由一组以上的第一变压器2A实施。意即,当第一变压器2A的数量为1时,谐振转换器100包括一组第一初级侧线圈22A、第一线圈24A‑1及第二线圈24‑2,依此类推。
[0290] B.2.直流转换模块电出入端/输出端
[0291] 请参阅图3B为本公开第一实施方式的直流转换模块的立体电路结构分解图、图3C为本公开第一实施方式的直流转换模块的立体电路结构组合图,复参阅图3B,第一电路板CB1还包括第一电源输入端IN_P1、第一电源输出端OUT_P1,且第一电源输入端IN_P1包括正极输入端IN_P1+与负极输入端IN_P1‑。正极输入端IN_P1+形成于第一电路板CB1的第一侧(以第一电路板CB1的上方示意),且负极输入端IN_P1‑形成于第一电路板中,对立于第一侧的第二侧(即与第一电路板CB1上方相反的下方)。在一实施例中,这二者位置可以对调,亦或是正极输入端IN_P1+与负极输入端IN_P1‑分别形成于第一电路板CB1的左方与右方,在此不再加以赘述。第一电源输出端OUT_P1形成于第一侧或第二侧的任意一者(即第一电路板CB1的上方或下方),以与正极输入端IN_P1+或负极输入端IN_P1‑的任意一者并列。
[0292] 进一步而言,正极输入端IN_P1+与负极输入端IN_P1‑的其中一者(即上方端点)可通过第一电源铜排耦接总线电容Cbus,且另一者通过第一主电路板(即下方端点)耦接总线电容Cbus。针对第一电源铜,于后文将有进一步的说明,在此不再加以赘述。由于直流转换模块CR_DC用以进行大功率的电源转换,因此其输入/输出的电流都较高,若未有配置较大的铜箔来供其大电流流过的状况下,会造成直流转换模块CR_DC流经大电流的地方(通常为输入/输出端)产生大量的热,导致直流转换模块CR_DC效率不彰,但若是需要考虑电源供应器PSU功率密度的状况,则电源正负端分别使用大面积的铜箔时,就容易影响到低压电路(例如但不限于信号走线)的设计。因此本公开的直流转换模块CR_DC将正极输入端IN_P1+与负极输入端IN_P1‑分别设计于第一电路板CB1的上下二端,以利用上方配置大块铜排,下方配置大片铜箔来接收较大电力,以通过有效利用电源供应器PSU上方的空间来提升功率密度,并降低装置体积。
[0293] 复参阅图3B~图3C,第一电源输出端OUT_P1包括多个正极输出端OUT_P1+与多个负极输出端OUT_P1‑。正极输出端OUT_P1+与负极输出端OUT_P1‑形成于相同一侧,且正极输出端OUT_P1+与负极输出端OUT_P1‑交错排列。由于直流转换模块CR_DC的第一电源输出端OUT_P1也为大电流输出,因此可通过正极输出端OUT_P1+与负极输出端OUT_P1‑交错的设计来降低交流损失,提升功率。
[0294] B.3.直流转换模块电力开关驱动线路
[0295] 请参阅图3D为本公开的开关驱动线路的电路图、图3E为本公开的开关驱动线路的走线配置示意图,复配合参阅图3A~图3C。由于直流转换模块CR_DC的大电力输入/输出都是仰赖第一电路板CB1的上下二端的第一电源输入端IN_P1与第一电源输出端OUT_P1。因此,直流转换模块CR_DC的信号走线配置可较为远离大电力输入/输出的位置,以避免信号的传输受大电流的耦合而影响。此外,由于直流转换模块CR_DC的功率开关Q1、Q2是可使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件,且应用于高频切换(例如但不限于300kHz),因此必须要使用抑制噪音的信号传输方式来避免噪音的干扰。所以,本公开的功率开关Q1、Q2的驱动线路仍是利用第一电路板CB1上下层相叠磁通抵消原理,以减少路径上寄生电感。如此,即可使得在高速切换的状况下,抵消高频噪音而减少噪音干扰。
[0296] 具体而言,如图3D所示,第一电路板CB1还包括驱动电路DVR多条信号提供走线T_P(以电路图形式表示)与多条信号返回走线T_F(以电路图形式表示)。信号提供走线T_P与信号返回走线T_F分别耦接第一开关桥臂SA1_M的多个功率开关Q1、Q2与整流电路32的整流开关SR1、SR2,以分别形成信号提供走线T_P、功率开关Q1、Q2至信号返回走线T_F,或信号提供走线T_P、整流开关SR1、SR2至信号返回走线T_F的多条信号传输回路。配合参阅图3E,信号提供走线T_P分别配置于第一电路板CB1的顶层板或底层板的其中一者,且信号返回走线T_F分别配置于顶层板或底层板的另一者,以通过上下层相叠磁通抵消原理,以减少路径上寄生电感。其中,虽然信号提供走线T_P与信号返回走线T_F分别配置于顶层板或底层板即可达到上下层相叠磁通抵消的效果。然而,若每个信号传输回路的信号提供走线T_P与信号返回走线T_F可佩至为彼此走线相叠(即上下走线的铜箔至少部分重合,其可以为整条路径皆有重合,亦或是路径上有一定比例重合),可以提高上下层相叠磁通抵消的功效,为较佳的实施方式。
[0297] B.4.直流转换模块磁性元件
[0298] 复配合参阅图1~图3A。谐振转换器100的各个电路元件配置于第一电路板CB1,且第一开关桥臂SA1_M、第一控制器4A所配置的位置如图2所示。其中,谐振电感Lr与(至少一个)第一变压器2A形成平板型磁性元件PE。具体地,谐振电感Lr的电感线圈Lc与第一变压器2A的第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A皆为平面化(planar)结构,且电感线圈Lc、第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈形成于第一电路板CB1中的电路板布线(PCB trace)。铁芯组件包括第一铁芯C1与电感铁芯C_L,第一铁芯C1通过直接地套设于第一电路板CB1的第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A上而形成(至少一个)第一变压器2A,且电感铁芯C_L通过直接地套设于第一电路板CB1的电感线圈Lc上而形成谐振电感Lr。
[0299] 因此,本公开的谐振转换器100结构主要将谐振电感Lr的电感线圈Lc与第一变压器2A的第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A形成于第一电路板CB1上,而使得平板型磁性元件PE能够平面化(planar),以大幅度的提高谐振转换器100的空间利用率而达到高功率密度需求。由于平板型磁性元件PE整合于第一电路板CB1中,有效的降低接触阻抗,降低电力传输的损失,进而提升电力的传输效率。此外,平板型磁性元件PE整合于电路板的设计,使得原本使用体积较大的线圈绕制式变压器/电感被取代掉了,大幅度的省去了传统变压器所需要的元件配置空间,进而大幅度的提升直流转换模块CR_DC的功率密度。并且,谐振转换器100也因使用平板型磁性元件PE而具有体积小的特性,相对的可大幅提高谐振转换器100的操作频率,因此第一开关桥臂SA1_M与整流电路32的功率开关可使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件作为主要功率开关,使谐振转换器100具有更高的效率、显着缩减功率开关尺寸、更轻盈和改善散热性能等优越性。
[0300] 请参阅图4A~图4L为本公开的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层走线示意图、图4M为本公开的平板型磁性元件的线圈为∞字走线示意图,复配合参阅图2~图3B。第一电路板CB1为多层板(在此以12层板为例,但不以此为限),图4A为顶层板,且图4L为底层板。其中,电感走线Tl作为电感线圈Lc,且第一初级侧走线Tp1作为第一初级侧线圈22A。
电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1分别形成于图4B、图4E、图4H、图4K的层板(即称之为初级层板)。意即,各层的电感走线Tl通过彼此相连而形成电感线圈Lc,且各层的第一初级侧走线Tp1通过彼此相连而形成的第一初级侧线圈22A。第一次级侧走线Ts1作为次级侧线圈
24A,且形成于图4A、4C~图4D、4F~图4G、4I~图4J、图4L的层板(即称之为次级层板)。
[0301] 配合参阅图3A~图3C,第一铁芯C1包括第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14。第一铁芯柱C12贯穿第一电路板CB1的第一穿孔H1,且第二铁芯柱C14贯穿第一电路板CB1的第二穿孔H2。第一初级侧走线Tp1环绕于第一穿孔H1与第二穿孔H2,且第一次级侧走线Ts1同样环绕于第一穿孔H1与第二穿孔H2,以使第一铁芯C1套设于第一初级侧走线Tp1与第一次级侧走线Ts1后,可形成闭合磁路而构成变压器2A。同理,电感铁芯C_L包括铁芯柱C_LC。铁芯柱C_LC贯穿第一电路板CB1的第三穿孔H3,且电感走线Tl环绕于第三穿孔H3,以使电感铁芯C_L套设于电感走线Tl后,可形成闭合磁路而构成谐振电感Lr。值得一提,于一实施例中,各层板所形成的走线的材质可以为铜箔,但并不排除可以使用易于导电的其他金属箔(例如但不限于,金、等)。
[0302] 另外一方面,配合参阅图3A~图3C。电感走线Tl耦接第一初级侧走线Tp1,且通过第一开关桥臂SA1_M耦接第一电源输入端IN_P,第一次级侧电路3A耦接第一次级侧走线Ts1与第一电源输出端OUT_P1(配合参阅图3A,即前级电路的二端分别为第一电源输入端IN_P与第一电源输出端OUT_P1)。如此,通过第一铁芯C1与电感铁芯C_L套设于第一电路板CB1上,即可形成谐振转换器100。因此,第一电路板CB1通过插接于电源供应器PSU上,即可以作为直流转换模块CR_DC而转换直流电源V_DC为主电源V_M。此外,通过第一电路板CB1平面化的设计,可以将第一电路板CB1插设于任意需要直流电源V_DC转换,且需要提高功率密度的电路。如此,除了可提供电源转换的功能外,还可以通过插接的设计,来大幅减少装置的占用体积。
[0303] 于图4B、图4E、图4H、图4K中,第一初级侧走线Tp1以第一方向D1(顺时针方向/逆时针方向)环绕于第一穿孔H1,且以与第一方向D1相反的第二方向D2(逆时针方向/顺时针方向)环绕于第二穿孔H2,以形成∞字走线,交错线段并由不同电路板层形成相互跨越。意即,当第一初级侧走线Tp1以顺时针方向环绕于第一穿孔H1时,则会以逆时针方向环绕于第二穿孔H2。反之,当第一初级侧走线Tp1以逆时针方向环绕于第一穿孔H1时,则会以顺时针方向环绕于第二穿孔H2。值得一提,于一实施例中,图4B、图4E、图4H、图4K所出示的第一初级侧走线Tp1形成如图3A所示的二组第一初级侧线圈22A,但同理可推知依谐振转换器100的电路配置,第一初级侧走线Tp1可形成一组以上的第一初级侧线圈22A。可增加的组数可依第一电路板CB1的层数及第一初级侧走线Tp1的圈数而定,在此不再加以赘述。
[0304] 其中,第一穿孔H1与第二穿孔H2的一侧分别形成多个过孔via。这些过孔via内部填充导电材料(例如但不限于糕等用于导电的材料),以使图4B、图4E、图4H、图4K的初级层板的第一初级侧走线Tp1可通过过孔via来电性连接。意即,图4B、图4E、图4H、图4K的初级层板的第一初级侧走线Tp1通过过孔via串接在一起而形成初级侧线圈22A。
[0305] 具体而言,在图4B~图4C、图4E、图4H、图4K,分别标示了数字1~23。由数字1递增至23的顺序,对应了初级侧电流由电感走线Tl流至谐振电容Cr的路径,且在走线末端会经由过孔via接续至另外一层的走线。反之,若电流由谐振电容Cr流至电感走线Tl的路径,则由数字23递减至1。其中,在图4B和图4C的第二层板与第三层板的电感走线Tl分别形成平板型磁性元件PE的输入端(标示1的位置)与该输出端(标示23的位置)。因此可以明显看出,在相邻的初级层板(例如但不限于,图4B与图4E),其第一初级侧走线Tp1的环绕方向会相同(所指的为初级侧电流的流动方向)。举例而言,在图4B,且以第一整流开关SR1导通的状况为例,第一初级侧走线Tp1以顺时针方向(第一方向D1)由第一穿孔H1出发,且以逆时针方向(第二方向D2)接近第二穿孔H2。邻近第一初级侧走线Tp1(图4E)的电流路径则相反,第一初级侧走线Tp1以顺时针方向(第一方向D1)接近第一穿孔H1,且以逆时针方向(第二方向D2)由第二穿孔H2出发。依此类推,不再加以赘述。
[0306] 在图4B中,当第二整流开关SR2导通的状况则恰巧相反,第一初级侧走线Tp1以逆时针方向(第一方向D1)由第一穿孔H1出发,且以顺时针方向(第二方向D2)接近第二穿孔H2。依此类推,不再加以赘述。因此,所述第一方向D1与第二方向D2所指的是环绕于第一穿孔H1与第二穿孔H2的电流方向为二个相异的电流方向,并不以顺时针或逆时针为限定。因此,第一初级侧走线Tp1分别以第一穿孔H1与第二穿孔H2为中心环绕至少二圈,且形成相似于∞的图样(如图4M的线条L所示)而称之为∞字走线。
[0307] 另外一方面,本公开的第一初级侧走线Tp1更整合了电感走线Tl,且电感走线Tl环绕于第三穿孔H3。进一步地,如图3A所示,谐振电感Lr虽然与第一变压器2A为不同的电路元件,且事实上这二者可以分离配置(即这二者之间可以包括,例如但不限于谐振电容Cr等其他的电路元件元件)。然而,这二者电路元件的类别相似,同样会具有线圈结构,因此本公开将谐振电感Lr的电感线圈Lc与第一初级侧线圈22A整合在一起而形成平板型磁性元件PE为较佳的实施方式,但实务上并不以此为限。另外一方面,第一铁芯C1与电感铁芯C_L也可以分离配置,使得电感铁芯C_L的铁芯柱C_LC的柱体高度容易加工(调整器隙大小)而相对精准控制其参数,且分离配置也可以使得铁芯C1与电感铁芯C_L可以易于各别调整自我的参数(例如但不限于,电感值等)。或者,第一铁芯C1与电感铁芯C_L可以一体,成为集成磁性元件。
[0308] 具体而言,本公开的电感走线Tl的金属箔直接地连接第一初级侧走线Tp1的金属箔,以形成共走线结构。第三穿孔H3的一侧同样形成多个过孔via,且这些过孔via内部同样填充导电材料,以使图4B、图4E、图4H、图4K的初级层板的第一初级侧走线Tp1与电感走线Tl可通过过孔via来电性连接。意即,图4B、图4E、图4H、图4K的初级层板的第一初级侧走线Tp1与电感走线Tl分别通过过孔via串接在一起,且通过第一第一铁芯C1与电感铁芯C_L的套设而分别形成第一初级侧线圈22A与电感线圈Lc。意即,图4B、图4E、图4H、图4K的整片金属箔为一体成形的结构,且此一体成形的金属箔的一部分属于电感走线Tl,另一部分属于第一初级侧走线Tp1。
[0309] 另外一方面,在图4B、图4E、图4H、图4K,虽然电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1的金属箔位于同一层,且为一体成形的结构。但是,电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1也可以分别在不同层,且通过过孔via来耦接。因此,只要电感走线Tl的金属箔可通过耦接的方式耦接第一初级侧走线Tp1(例如但不限于通过过孔via,或二者之间还包括谐振电容Cr等其他的电路元件)而形成同一路径即可。因此,虽然电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1的金属箔如图4B、图4E、图4H、图4K所示为一体成形的结构。但事实上,电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1的金属箔可以分离配置(即图4B、图4E、图4H、图4K的电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1的金属箔为断开的),且通过过孔via或其他可串接于此路径上的电路元件来耦接。
[0310] 于一实施例中,虽然电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1可为二者的走线侧边直接地连接(即可呈”∞”的形状),然而较佳的实施方式如图4E、图4H、图4K所示为第一初级侧走线Tp1与电感走线Tl形成单一路径。其中,图4B的电感走线Tl虽然有走线中断的现象,但其事实上是如同图3A的电路所示,耦接开关桥臂SA1_M或谐振电容Cr(依第一电路板CB1的线路配置而可以有所不同)。因此电感走线Tl除了耦接其他电路元件外,皆不会有中断的现象,并可形成单一路径。意即,配合参阅图3A、图3B、图4A~图4M,整个平板型磁性元件PE的输入端与输出端皆形成在配置有电感走线Tl的层板且电感走线Tl的二端(配合参阅图4C)形成平板型磁性元件PE的输入端与输出端,,以形成平板型磁性元件PE并联于功率开关Q2的结构(以图3A的电路架构为例)。综上所述,本公开由于第一初级侧走线Tp1使用∞字走线的设计,同时集成谐振电感Lr的电感走线Tl而形成电路元件整合为一,且大范围的金属箔。因此,第一铁芯C1(电感铁芯C_L亦同)的磁通更可以互相抵消,达到除了可以减少直流的接触损失外,更可以大幅降低交流涡流所造成的损失,及第一铁心C1(电感铁芯C_L)的损失。
[0311] 另外一方面,如图4C所示,电感走线Tl除了配置于初级层板(即图4B、图4E、图4H、图4K的层板)外,尚可配置于次级层板。其主要原因在于,电感走线Tl的电感值,可通过调整电感走线Tl所铺设的层数来调整。因此,电感走线Tl可以配置于初级层板与次级层板的任意层板,并不以仅能配置于图4B、图4E、图4H、图4K的初级层板为限。
[0312] 此外,本公开由于第一初级侧走线Tp1与电感走线Tl的设计,还可以减少第一电路板CB1为了要连通各初级层板的过孔via数量。具体地,如图4B、图4E、图4H、图4K所示,在第一穿孔H1与第二穿孔H2的一侧分别包括了6个过孔via(总和为12个)。通过这些过孔via即可使图4B、图4E、图4H、图4K中,走线方向不同(即第一方向D1与第二方向D2)的第一初级侧走线Tp1串接在一起。另外一方面,第一初级侧走线Tp1可再通过整合电感走线Tl的3个过孔via,即可使图4B、图4E、图4H、图4K中的电感走线Tl串接在一起。因此,应用于连通各初级层板的过孔via数量,可以被限制于小于等于15个。
[0313] 复参阅图4A、图4C~图4D、图4F~图4G、图4I~图4J、图4L的次级层板,且配合参阅图3A。由于第一次级侧线圈24A为中心抽头式的绕线方式,因此在图4A、图4C~图4D、图4F~图4G、图4I~图4J、图4L中,第一次级侧走线Ts1与第一穿孔H1、第二穿孔H2形成m字走线。而且,流过第一次级侧走线Ts1的电流可由m字的中心点分别向二端流出,或者由m字的二端向中心点流入(依照整流开关SR1、SR2的动作,后文将有更进一步的说明)。在m的底部可包括多个过孔via。这些过孔via内部填充导电材料,以使图4A、图4C~图4D、图4F~图4G、图4I~图4J、图4L的次级层板的第一次级侧走线Ts1可通过过孔via来电性连接。
[0314] 进一步而言,第一走线Ts1_1环绕于第一穿孔H1与第二穿孔H2而形成m字走线。同样地,第二走线Ts1_2也环绕于第一穿孔H1与第二穿孔H2而形成m字走线。这二者差异在于,在图4A、图4F、图4I~图4J中的第一走线Ts1_1的电流方向由m字的二端向中心点流至电路板CB1的第一电源输出端OUT_P1。反之,图4C~图4D、图4G、图4L中的第二走线Ts1_2的电流方向与第一走线Ts1_1恰巧相反,由向m字的中心点向二端流至电路板CB1的第一电源输出端OUT_P1。
[0315] 具体而言,由于第一次级侧线圈24A为中心抽头式的线圈结构,因此第一次级侧走线Ts1分别包括至少一条第一走线Ts1_1(如图4A、图4F、图4I~图4J所示各配置1条)与至少一条第二走线Ts1_2(如图4C~图4D、图4G、图4L所示各配置1条)。因此,多层第一电路板CB1的层数可至少为三层以上,使得顶层、中间层及底层可分别单独形成一条第一走线Ts1_1、一条第二走线Ts1_2及一条整合的第一初级侧走线Tp1与电感走线Tl,且当层数增加时,第一走线Ts1_1、第二走线Ts1_2、第一初级侧走线Tp1及电感走线Tl的数量可选择性的增加(基于电路需求)。
[0316] 其中,图4A、图4F、图4I~图4J的次级层板的第一次级侧走线Ts1可分别通过过孔via的连接而形成二组第一线圈24A‑1(如图3A所示),且图4C~图4D、图4G、图4L的次级层板的第一次级侧走线Ts1可分别通过过孔via的连接而形成二组第二线圈24A‑2(如图3A所示)。相似地,虽然图4A、图4C~图4D、图4F~图4G、图4I~图4J、图4L所出示的第一次级侧走线Ts1可形成如图3A所示的二组第一次级侧线圈24A,但同理可推知依谐振转换器100的电路配置,第一次级侧走线Ts1可形成一组以上的第一次级侧线圈24A。可增加的组数可依第一电路板CB1的层数及第一次级侧走线Ts1的圈数而定,在此不再加以赘述。
[0317] 进一步而言,由于第一次级侧线圈24A为中心抽头式的线圈结构,因此第一次级侧走线Ts1分别包括多层第一走线Ts1_1(如图4A、图4F、图4I~图4J所示)与多层第二走线Ts1_2(如图4C~图4D、图4G、图4L所示)。其中,图4A、图4F、图4I~图4J的次级层板的第一走线Ts1_1可分别通过过孔via的连接而形成二组第一线圈24A‑1(如图3A所示),且图4C~图4D、图4G、图4L的次级层板的第二走线Ts1_2可分别通过过孔via的连接而形成二组第二线圈24A‑2(如图3A所示)。
[0318] 此外,综上所述,本公开的第一电路板CB1为形成电感走线Tl、第一初级侧走线Tp1及第一次级侧走线Ts1的走线结构,其较佳的层数可以为3层以上。其中一层形成电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1,另外二层分别形成第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2,且这二层(第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2)还可以额外形成电感走线Tl,或者电感走线Tl也可形成于独立一层板(意即,电感走线Tl可独立地配置在未有第一初级侧走线Tp1与第一次级侧走线Ts1的层板)。举例而言,在一实施例中,第一电路板CB1可只由图4A~图4C的层板所组成,或者第一电路板CB1可由图4A~图4F的层板所组成,依此类推,在此不再加以赘述。
[0319] 请参阅图5A为本公开的谐振转换器于第一整流开关导通时的电流路径图、图5B为本公开的第一初级侧走线于第一整流开关导通时的的电流路径图、图5C为本公开的第一次级侧走线于第一整流开关导通时的的电流路径图,复配合参阅图3A~图4M。在图5A中,当第一控制器4A控制第一功率开关Q1通时,初级侧电流Ip流过第一功率开关Q1、第一初级侧线圈22A的路径。此时,第一控制器4A也控制第一整流开关SR1导通,以产生次级侧电流Is由第一走线Ts1_1(即第一线圈24A‑1)流至谐振转换器100输出端的路径。由于第一线圈24A‑1与第二线圈24A‑2为中心抽头式的线圈,且同半周只有第一整流开关SR1或第二整流开关SR2工作,因此第二整流开关SR2未导通而未形成第二走线Ts1_2(即第二线圈24A‑2)至谐振转换器100输出端的路径。
[0320] 配合参阅图5B,由于环绕于第一穿孔H1的走线与此环绕于第二穿孔H2的走线的环绕方向恰巧相反,因此初级侧电流Ip的电流方向也相反,使得第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14的极性相反(以打点与标号X表示)。配合参阅图5C,由于第一整流开关SR1与第二整流开关SR2必定配置于第一电路板CB1的表层(即图4A的顶层或图4L底层),所以二组第一次级侧电路3A的第一整流开关SR1与第二整流开关SR2工作时,是并联结构。所以,次级侧电流Is的电流方向与初级侧电流Ip的方向相同,使得第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14的极性也相反,且初级侧电流Ip与次级侧电流Is使第一铁芯柱C12所形成的极性是相同的(第二铁芯柱C14同理)。
[0321] 请参阅图6A为本公开的谐振转换器于第二整流开关导通时的电流路径图、图6B为本公开的第一初级侧走线于第二整流开关导通时的的电流路径图、图6C为本公开的第一次级侧走线于第二整流开关导通时的的电流路径图,复配合参阅图3A~图5C。图6A~图6C与图5A~图5C的差异在于,第一控制器4A控制第二功率开关Q2导通,且控制第一整流开关SR1关断,第二整流开关SR2导通。因此,初级侧电流Ip与次级侧电流Is的方向洽与图5A~图5C相反,且第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14的极性也恰与图5A~图5C相反,在此不再加以赘述。
[0322] 请参阅图7A为本公开第一实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第一走线运作时的磁通势曲线图、图7B为本公开第一实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第二走线运作时的磁通势曲线图、图7C为现有应用于传统谐振转换器的变压器磁通势曲线图,复配合参阅图3A~图6A。在图7C中,图左方由上至下排列结构包括初级侧线圈P、次级侧线圈S及散热片HS,且图右方为相应于图左方堆叠结构所形成的磁通势曲线。由于图左方的变压器线圈排列结构并未特别的设计,因此图右方的磁通势MMF会偏向单边(由磁通原点M0)。这会让线圈上的交流阻抗增加而造成线损上升,同时导致变压器所产生的热过度集中而不利于散热。
[0323] 在图7A中以图4A~图4L的走线堆叠结构作为示意性的范例。其中,Ts1_1代表第一走线,Ts1_2代表第二走线,Tp1代表第一初级侧走线,且HS代表电路板的上层板与下层板的散热片。在图7A中,一个方体代表该层板以磁芯孔为中心来形成一圈的走线,二个方体代表该层板以磁芯孔为中心来形成二圈的走线。在每一走线之间的间隔,可视为层板与层板之间的厚度。因此,第一初级侧走线Tp1皆形成二圈的走线,第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2则分别形成一圈的走线(可配合参阅图4A~图4L)。另外一方面,在图7A中,磁通势曲线图的横轴为磁通势(magnetomotive force;MMF),且纵轴为位置。纵轴的原点为磁通原点M0,且磁通原点M0的左方与右方分别包括第一预定偏移量Ml与第二预定偏移量Mr。
[0324] 其中,第一预定偏移量Ml与第二预定偏移量Mr为第一变压器2A的参数经由计算后所获得的预定偏移量。在第一变压器2A实际运作时,实际的偏移量虽不会完全等同于第一预定偏移量Ml与第二预定偏移量Mr,但其仍可位于第一预定偏移量Ml与第二预定偏移量Mr的误差范围内。为了可以明确地阐述本实施例的特点,本公开后续的磁通曲线以理想状况示意。
[0325] 复参阅图7A,在平板型的第一变压器2A中,第一初级侧走线Tp1的形成使得第一初级侧电路1A运作时,第一初级侧走线Tp1会产生第一方向磁通F_D1(例如但不限于,可视为磁通的方向往右偏移)。第一次级侧走线Ts1的形成使得第一次级侧电路3A运作时,次级侧走线分别产生第二方向磁通F_D2(例如但不限于,可视为磁通的方向往左偏移)。然上述磁通的方向仅为示意,其原因在于,第一变压器2A的极性及电流方向会决定磁通偏移的方向。因此,本公开并不限制第一初级侧走线Tp1与第一次级侧走线Ts1的左偏与右偏的对应关系,且第一预定偏移量Ml与第二预定偏移量Mr其位置可依第一变压器2A的极性及电流方向而对调。
[0326] 本公开的主要目的及功效在于,由于本公开的第一初级侧走线Tp1及第一次级侧走线Ts1配置为例如但不限于,图7A的特定堆叠结构,因此当第一初级侧电路1A运作,使第一初级侧走线Tp1产生第一方向磁通F_D1而导致磁通偏移时,通过第一次级侧走线Ts1所产生的第二方向磁通F_D2将磁通势MMF反方向偏移。如此,可维持第一方向磁通F_D1与第二方向磁通F_D2介于磁通原点M0与第一预定偏移量Ml、第二预定偏移量Mr所形成的特定范围内Rm,使平板型的第一变压器2A的磁通势MMF维持平衡。其中,如图7A所示,堆叠结构由第一电路板CB1的顶层至底层的配置依序为第一走线Ts1_1、第一初级侧走线Tp1、第二走线Ts1_2、第二走线Ts1_2、第一初级侧走线Tp1、第一走线Ts1_1、第二走线Ts1_2、第一初级侧走线Tp1、第一走线Ts1_1、第一走线Ts1_1、第一初级侧走线Tp1及第二走线Ts1_2。
[0327] 具体而言,当第一初级侧走线Tp1产生由磁通原点M0至第一预定偏移量Ml或第二预定偏移量Mr的第一方向磁通F_D1时(在此以第一方向磁通F_D1往右偏移为例),磁通势MMF会达到第二预定偏移量Mr。因此,通过第一变压器2A使用特定堆叠结构,使相邻于第一初级侧走线Tp1的次级侧走线Ts1运作而产生第二方向磁通F_D2而抵销第一方向磁通F_D1,以将磁通势MMF调整至磁通原点M0。反之,当第一次级侧走线Ts1产生由磁通原点M0至第一预定偏移量Ml或第二预定偏移量Mr的第二方向磁通F_D2时(在此以第二方向磁通F_D2往左偏移为例),磁通势MMF会达到第一预定偏移量Ml。因此,通过第一变压器2A使用特定堆叠结构,使相邻于第一次级侧走线Ts1的第一初级侧走线Tp1运作而产生第一方向磁通F_D1而抵销第二方向磁通F_D2,以将磁通势MMF调整至磁通原点M0。
[0328] 由于在第一次级侧线圈24A的中心抽头结构中,同半周只有整流开关SR1或整流开关SR2工作,因此于第一走线Ts1_1与第一次级侧电路3A的整流开关SR1(或二极体)所形成的路径为顺偏时,磁通势MMF会形成如图7A的第一磁通势曲线C1。反之,于第二走线Ts1_2与第一次级侧电路3A的整流开关SR2(或二极体)所形成的路径为顺偏时,磁通势MMF会形成如图7B的第二磁通势曲线C2。于图7A的第一磁通势曲线C1中,由于整流开关SR2关断而致使第二线圈24A‑2与整流开关SR2未形成电流路径,因此第二走线Ts1_2的磁通势MMF维持平。反之,于图7B的第二磁通势曲线C2中,由于整流开关SR1关断而致使第一线圈24A‑1与整流开关SR1未形成电流路径,因此第一走线Ts1_1的磁通势MMF维持水平。所以,本公开通过第一变压器2A使用特定堆叠结构,可以使第一变压器2A于各种操作下维持磁通势MMF的平衡,且最大的磁通减少一半(相较于现有技术)。如此,即可降低交流涡流损失,提升效率的功效,且在对应大电流下,可以有效降低线损,减少漏感。
[0329] 另外一方面,由于在第一次级侧线圈24A的中心抽头结构中,同半周只有整流开关SR1或整流开关SR2工作。因此在图7A中,当第一走线Ts1_1与第一次级侧电路3A的整流开关SR1(或二极体)所形成的路径为顺偏时,则所述”相邻”所指的是最接近第一初级侧走线Tp1的第一走线Ts1_1,或最接近第一走线Ts1_1的第一初级侧走线Tp1。反之,在图7B中,所述”相邻”所指的是最接近第一初级侧走线Tp1的第二走线Ts1_2,或最接近第二走线Ts1_2的第一初级侧走线Tp1。
[0330] 请参阅图8A为本公开第二实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第一走线运作时的磁通势曲线图、图8B为本公开第二实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构,搭配平板型第一变压器于第二走线运作时的磁通势曲线图,复配合参阅图3A~图7B。图8A~图8B的堆叠结构与磁通势曲线虽不同于图7A~图7B,但其可达成与图7A~图7B相同的功效。具体地,如图8A所示,堆叠结构由第一电路板CB1的顶层至底层的配置依序为第一走线Ts1_1、第二走线Ts1_2、第一初级侧走线Tp1、第一初级侧走线Tp1、第二走线Ts1_2、第一走线Ts1_1、第二走线Ts1_2、第一走线Ts1_1、第一初级侧走线Tp1、第一初级侧走线Tp1、第一走线Ts1_1及第二走线Ts1_2。
[0331] 在图8A~图8B中,当第一初级侧电路1A运作,使第一初级侧走线Tp1产生第一方向磁通F_D1而导致磁通偏移时,同样通过次级侧走线Ts1所产生的第二方向磁通F_D2将磁通势MMF反方向偏移,反之亦然。复参阅图7A、图8A,在图7A中,第一初级侧走线Tp1与第一次级侧走线Ts1之间的层板可形成感应层Cp。当感应层Cp越多时,则初级侧走线Tp1与次级侧走线Ts1耦合效应越好(即图7A为8层感应层Cp)。反之,当感应层Cp越少时,则共模噪音会越小,使得抑制电磁感扰的效果较佳(即图8A为4层感应层Cp)。
[0332] 请参阅图9A~图9H为本公开第三至第十实施例的平板型第一变压器于第一电路板各层的堆叠结构与磁通势曲线图,复配合参阅图3A~图8B。在图9A与图9H中,第一电路板CB1为12层板,且第一次级侧走线Ts1包括第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2(即第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2简化为仅由一层表示)。其中,第一电路板CB1的堆叠结构图9A与9H所示,在此不再加以赘述。本发明第一电路板各层的堆叠结构使得的初级侧走线与次级侧走线的排列形成磁通势MMF在电路板厚度方向分布形成左右两侧波峰数量一致;进一步而言,由图7A至图9H所示的磁通势曲线可归纳出下述共通性:
[0333] 1.磁通势MMF向一端偏移后,后续必定不会朝同一方向偏移,必定会由反方向磁通(不排除会先经由水平磁通)将磁通势MMF拉回至磁通原点M0。
[0334] 2.磁通势MMF达到第一预定偏移量Ml的次数与达到第二预定偏移量Mr的次数相等。
[0335] 3.磁通势MMF于磁通原点M0至第一预定偏移量Ml之间所形成的三角形(或梯形)的(封闭)波形数量B等同于磁通原点M0至第二预定偏移量Mr之间所形成的三角形(或梯形)的(封闭)波形数量A。
[0336] 4.磁通势MMF由磁通原点M0出发,且最终返回磁通原点M0,以达磁通平衡的效果,并且磁通势MMF以磁通原点M0为中点,呈现右对称互补的曲线。
[0337] 请参阅图10A为本公开电感铁芯与第一铁芯搭配第一穿孔、第二穿孔及第三穿孔的结构示意图、图10B为本公开的第一铁芯另一实施方式的结构示意图,复配合参阅图3A~9H。在上述图3B~图3C、图4A~图4L中,第一变压器2A的第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14的柱体形状皆可为圆形柱体。然而,由于磁力线一定是以最短的路径完成回路,因此圆形柱体结构会导致磁力线聚集在圆形的一点,恐造成磁场分布不均匀的问题。因此,在图10A中,第一变压器2A的第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14的柱体形状可变更为侧边为直线的椭圆形柱体,且第一穿孔H1与第二穿孔H2的孔洞形状也可皆为椭圆形穿孔,以供第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14穿透。进一步而言,由于在二个铁芯柱C12、C14相邻的侧边呈大致上为平行的直线,使得二者的最短距离皆相同。意即,第一铁芯柱C12的柱体形状与第二铁芯柱C14的柱体形状分别各为椭圆形柱体,且二者相邻侧边的圆弧度可较为平缓,或较佳可呈平行的直线。因此,可以增加走线间的磁场分布,提升效率。
[0338] 此外,复配合参阅图10B为第一铁芯C1的另一实施方式。在图10B中,第一铁芯C1除了包括第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14外,还包括多个侧柱C16。侧柱C16分别形成于第一铁芯C1的侧边,且分别环绕于第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14。第一电路板CB1配合这些侧柱贯穿的需求,相应的开设多个侧柱穿孔,以供侧柱C16贯穿。通过图10B侧柱C16的设计,磁通除了可走第一铁芯柱C12与第二铁芯柱C14外,更可走侧柱C16而使磁通势MMF更为平衡。如此,可以使第一变压器2A于第一电路板CB1的每一层走线上的电流更为平均,避免电流大多流过某几层的走线而致使电流分布不平均,导致热源都汇集在某几层的走线上而降低直流转换模块CR_DC的转换效率。此外,本公开的第一铁芯C1与电感铁芯C_L的材质例如但不限于,可以为铁体,但并不以此为限。举凡可作为铁芯材质的导磁性材料,皆应包含在本实施例的范畴当中。
[0339] 另外一方面,虽然于图10A中未出示,但电感铁芯C_L的铁芯柱C_LC柱体也可为椭圆形柱体,且第三穿孔H3的孔洞形状也可为椭圆形穿孔。具体而言,第一变压器2A的二个铁芯柱C12、C14设计为椭圆形,主要是为了磁力线分布能够平均。然而,谐振电感Lr的铁芯柱C_LC设计并非主要以磁力线的分布为考量,而是以走线的分布所导致的磁通势MMF分布为主要的考量因数。因此,铁芯柱C_LC使用圆形时,电感走线Tl的走线面积平均,且电流路径较短。反之,若使用椭圆形时,电感走线Tl的走线在圆弧处较粗,在直线处较细,且电流路径较长。因此,可以基于谐振电感Lr的需求来选用圆形或椭圆形。另外一方面,在谐振电感Lr的部分,由于磁通势MMF分布的关系,越多圈的电感线圈Lc会有不成比例的高损失。所以,通过电感铁芯C_L使用EE型或EI型的铁芯,可利用两柱之间的互感耦合,达到1+1>2而可使用较少的圈数达到想要的电感量。因此,如图10A所示,电感铁芯C_L也可以包括二侧柱,且第一电路板CB1上也同样开设相应的侧柱穿孔,以供电感铁芯C_L二侧柱贯穿。相似地,第一铁芯C1除可使用如图10B所示的铁芯外,也可使用EE型或EI型的铁芯,功效相似于上述内容,在此不再加以赘述。
[0340] 复配合参阅图3A~图3C,电感铁芯C_L可包括气隙(gap,图未示)。由于电感走线Tl的配置层数为特定的层数,因此可通过调整电感铁芯C_L的气隙控制谐振电感Lr的感值。另外一方面,由于谐振电感Lr与第一变压器2A的铁心C1是分开的,所以可以精确控制电感铁芯C_L的气隙。其中,电感铁芯C_L的气隙通常可形成于铁芯柱C_LC,但并不以此为限。举凡可调整谐振电感Lr感值的形成位置,皆应包含在本实施例的范畴当中。此外,第一铁芯C1也可包括气隙(gap,图未示),以增加第一变压器2A的磁阻,且降低第一变压器2A磁饱和的机率。相似的第一铁芯C1的气隙通常可形成于第一铁芯柱C12和/或第二铁芯柱C14,但并不以此为限。举凡可增加第一变压器2A的磁阻的形成位置,皆应包含在本实施例的范畴当中。此外,电感铁芯C_L与第一铁芯C1的气隙大小可以不相同,以因应个别参数调整的需求。
[0341] 此外,于图10A中,第一铁芯C1与电感铁芯C_L为分离配置,主要原因在于,可方便微调第一变压器2A与谐振电感Lr个别的参数(例如但不限于电感值、互感值等)。而且,分离配置的好处在于工厂端的铁芯制作较为简易,材料容易取得。然而,若考虑模块化的设计,第一铁芯C1与电感铁芯C_L也可以配置为一体成型,以易于实施直流转换模块CR_DC的安装。因此,综上所述,通过图10A~图10B的第一铁芯C1与电感铁芯C_L元件模块化的设计,使得平板型变压器可以增加空间的利用率,以有效降低接触阻抗提升效率,且提升功率密度。此外,通过第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A的有效分布,可以降低交流涡流损失提升效率。而且,第一铁芯C1由圆形改为椭圆形可以增加线圈间的磁场分布,提升效率。
[0342] 请参阅图11A为现有的比流器耦接本公开的谐振转换器的电路方块图、图11B为本公开另一实施方式的谐振转换器附加本公开的比流器线圈的电路方块图,复配合参阅图3B~图3C、图4A~图4L。在图11A中,统的电流检测是在初级侧路径串上一个比流器5(Current transformer,CT),且比流器5包括比流器初级侧线圈5A与比流器次级侧线圈5B。比流器5通常需要将比流器初级侧线圈5A与比流器次级侧线圈5B绕至于比流器铁芯上来进行电流的检测,因此通常需要较大的空间与安规距离才能满足设计的需求。因此,同样无法有效地缩小谐振转换器的体积,造成电源供应器体积庞大,功率密度不佳的问题。
[0343] 在图11B中,本公开的直流转换模块CR_DC由另一实施方式的谐振转换器100所构成,且图11B的谐振转换器100与图3A的谐振转换器100差异在于,第一初级侧电路1A包括二组第一开关桥臂SA1_M、SA1_N与二组谐振槽(即谐振电感Lr与谐振电容Cr)。除此之外,直流转换模块CR_DC还包括比流器线圈(52A、52B)。相较于图11A现有技术的比流器5包括比流器初级侧线圈5A与比流器次级侧线圈5B而言,本公开由于比流器初级侧线圈5A整合于谐振电感Lr与第一次级侧线圈24A中,因此本公开未有比流器初级侧线圈5A。而且,比流器线圈(52A、52B)作为比流器次级侧线圈5B之用,用于感测流过谐振电感Lr与第一次级侧线圈24A的电流。另外一方面,图11B的比流器线圈(52A、52B)可耦接例如但不限于,电流检测电路(图未示)。电流检测电路(图未示)可根据比流器线圈(52A、52B)所感测的电流而相应地产生电压信号,以将电压信号提供至第一控制器4A,使第一控制器4A可通过电压信号的计算而得知流过谐振电感Lr与第一变压器2A的电流大小。
[0344] 请参阅图11C为本公开的比流器线圈耦接第一次级侧线圈的电路结构示意图,复配合参阅图图3B~图3C、图4A~图4L。比流器线圈52B的一端耦接第一线圈24A‑1或第二线圈24A‑2的一端,且比流器线圈52B的另一端耦接检测电阻Rs。因此,比流器线圈52B与检测电阻Rs并联于第一线圈24A‑1或第二线圈24A‑2。为方便说明,在此区分流过整流开关SR1、SR2的次级侧电流Is分别为第一电流I1、第二电流I2。当比流器线圈52B耦接第一线圈24A‑1,且第一电流I1流过第一线圈24A‑1时,比流器线圈52B感应感测电流Ia。感测电流Ia流经检测电阻Rs可使得检测电阻Rs上产生跨压Vc,且后端耦接的电流检测电路(图未示)可根据此跨压Vc产生电压信号。进一步而言,由于第一线圈24A‑1二端的电压与比流器线圈52B、检测电阻Rs二端的电压会相等,且第一电流I1与感测电流Ia具有对应关系,因此第一控制器
4A可通过跨压Vc的计算而得知第一电流I1的大小。另外一方面,当比流器线圈52B耦接第二线圈24A‑2的操作相似于第一线圈24A‑1,在此不再加以赘述。由于比流器线圈52B仅用于感测分流电流Ia,其电流值不宜过大。因此,检测电阻Rs的阻值不宜过小,可配置例如但不限于,10k以上阻值的电阻为较佳。
[0345] 请参阅图12A~图12L为本公开另一实施方式的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层的走线示意图,复配合参阅图11A~图11C,且反复参阅图4A~图4L、图12A~图12L。图12A~图12L的各层的走线与图4A~图4L的各层的走线差异在于,图12A~图12L的各层的走线主要是相应于图11B的变压器2A与比流器线圈52A、52B所形成,并于第一次级侧走线Ts1加注电流I1、I2的流向,但其原理与图4A~图4L相同,在此不再加以赘述。其中,图12A~图12L的主要特征在于,在图12D出示了比流器走线(Tca、Tcb),且比流器走线(Tca、Tcb)分别作为比流器线圈(52A、52B)。比流器走线Tca与电感走线Tl配置于不同一层板,且比流器走线Tca环绕于第三穿孔H3,以耦合不同一层板的电感走线Tl。因此,电路板CB1可在电感铁芯C_L套设于电感走线Tl与比流器走线Tca后,形成闭合磁路而构成谐振电感Lr以及与谐振电感Lr共铁芯结构的比流器。比流器走线Tcb与第二走线Ts1_2配置于同一层板,且比流器走线Tcb与次级侧走线Ts1的第二走线Ts1_2呈同心圆结构。另外一方面,比流器走线Tcb也可与第一走线Ts1_1配置于同一层板,且比流器走线Tcb与次级侧走线Ts1的第二走线Ts1_2呈同心圆结构。
[0346] 复参阅图12D,比流器走线Tcb环绕于第一穿孔H1,以耦合同一层板的第二走线Ts1_2。因此,第一电路板CB1可在第一铁芯C1套设于第一初级侧走线Tp1、第一次级侧走线Ts1及比流器走线Tcb后,形成闭合磁路而构成第一变压器2A以及与第一变压器2A共铁芯结构的比流器。假设比流器走线Tcb与第一走线Ts1_1配置于同一层板,且当同步整流开关SR1导通时,比流器走线Tcb可感应流过第一走线Ts1_1的第一电流I1。反之,假设比流器走线Tcb与第二走线Ts1_2配置于同一层板,且当同步整流开关SR2导通时,比流器走线Tcb可感应流过第二走线Ts1_2的第二电流I2。由于同步整流开关SR1与同步整流开关SR2(抑或是二极体)为互补导通(顺偏)的设计,因此当同步整流开关SR1导通时,同步整流开关SR2关断,反之亦然。其中,比流器走线Tcb所配置的位置较次级侧走线Ts1的第二走线Ts1_2更为接近第一穿孔H1,以使第一铁芯C1套设于第一次级侧走线Ts1与比流器走线Tcb后,可形成闭合磁路而构成第一变压器2A以及与第一变压器2A共铁芯结构的比流器。
[0347] 其中,环绕于第三穿孔H3的比流器走线Tca具有第一面积,且环绕于第三穿孔H3的电感走线Tl具有第二面积。由于比流器主要是用于感应流过谐振电感Lr的电流大小,流过比流器线圈52A的电流也不至于太大,因此第一面积必定小于第二面积,且其面积差为1/5~1/10为较佳的实施方式。同理,环绕于第一穿孔H1的比流器走线Tcb具有第三面积,且环绕于第一穿孔H1的第一次级侧走线Ts1具有第四面积,第三面积也必定小于第四面积,且其面积差为1/5~1/10为较佳的实施方式。
[0348] 请参阅图12M~图12O为本公开另一实施方式的平板型磁性元件的线圈于第一电路板各层的走线的附加实施例的示意图,复配合参阅图3B~图3C、图4A~图4L、图11A~图11C、图12A~图12L。在图12M~图12O的走线结构仅为简易的走线示意,因此仅出示了主要元件的走线,其细部结构可由图12A~图12L的结构来轻易推知。在图12M中,比流器走线Tca与电感走线Tl配置于同一层板,且比流器走线Tca所配置的位置较电感走线Tl更为接近第三穿孔H3。其中,比流器走线Tca可通过例如但不限于,过孔via来耦接电流检测电路(图未示)。在图12N中,比流器走线Tcb与第一走线Ts1_1配置于同一层板,且比流器走线Tcb与第一次级侧走线Ts1的第一走线Ts1_1呈同心圆结构。比流器走线Tcb环绕于第二穿孔H2,以耦合同一层板中,绕于第二穿孔H2的第一走线Ts1_1。因此相似于图12D,当同步整流开关SR1导通时,比流器走线Tcb可感应流过第一走线Ts1_1的第一电流I1。其中,比流器走线Tcb所配置的位置较第一次级侧走线Ts1的第一走线Ts1_1更为接近第二穿孔H2,以使第一铁芯C1套设于第一次级侧走线Ts1与比流器走线Tcb后,可形成闭合磁路而构成第一变压器2A以及与第一变压器2A共铁芯结构的比流器。
[0349] 在图12O中,比流器走线Tcb包括第一比流器走线Tcb1与第二比流器走线Tcb2,且第二比流器走线Tcb2与第一比流器走线Tcb1配置于同一层。其中,该层独立地配置第一比流器走线Tcb1与第二比流器走线Tcb2(相似于图4D的比流器走线Tca),且该层未包含任何的第一走线Ts1_1或第二走线Ts1_2,但并不排除第一比流器走线Tcb1与第二比流器走线Tcb2可与第一走线Ts1_1或第二走线Ts1_2的其中一者配置于同一层,只要第二比流器走线Tcb2与第一比流器走线Tcb1配置于同一层即可。第一比流器走线Tcb1环绕于第一穿孔H1,且第二比流器走线Tcb2环绕于第二穿孔H2,以耦合不同一层板的第一走线Ts1_1与第二走线Ts1_2。由于同步整流开关SR1与同步整流开关SR2(抑或是二极体)为互补导通(顺偏)的设计,因此当同步整流开关SR1动作时,第一比流器走线Tcb1与第二比流器走线Tcb2可感应流过第一走线Ts1_1,且当同步整流开关SR2动作时,第一比流器走线Tcb1与第二比流器走线Tcb2可感应流过第二走线Ts1_2的第二电流I2。值得一提,于一实施例中,图4A~图4L、11B~11C、12A~12L、12M~12O的比流器走线配置特点可以相互交替应用,在此不再加以赘述。
[0350] 由于本公开的比流器线圈(52A、52B)为平面化(planar)的比流器走线Tca、Tcb结构,且分别整合于电感走线Tl与第一次级侧走线Ts1之中,以形成平板型磁性元件PE的结构。如此,可利用比流器走线Tca、Tcb分别与电感走线Tl与第一次级侧走线Ts1的圈数比达到电流检测。因此,本公开的直流转换模块CR_DC可以省略比流器5的比流器初级侧线圈5A与比流器铁芯,降低比流器所造成的接触阻抗,增加效率及提升功率密度。此外,使用整合型的平板型磁性元件PE可以增加直流转换模块CR_DC的空间的利用率,减少制程上的人力组装。而且,第一变压器2A的第一初级侧线圈22A与第一次级侧线圈24A可有效分布,降低交流涡流损失而提升效率。
[0351] B.5.直流转换模块组态
[0352] 请参阅图13A为本公开的直流转换模块第二实施方式的电路图、图13B为本公开第二实施方式的直流转换模块的立体电路结构组合图、图13C为本公开第二实施方式的直流转换模块的立体电路结构分解图,复配合参阅图3A~图12C。在图13A中,直流转换模块CR_DC包括二组谐振转换器100,且二组谐振转换器100通过初级侧谐振槽串联,且次级侧并联的方式形成直流转换模块CR_DC。配合参阅图13B,直流转换模块CR_DC包括第一主电路板CB_M1与二组第一电路板CB1。具体而言,二组第一电路板CB1通过插接于第一主电路板CB_M1而形成谐振电感Lr与第一初级侧线圈22A串联,且第一次级侧电路3A并联的结构。直流转换模块CR_DC再通过第一控制器4A使用交错式的操作方式来降低功率元件的规格及体积。在图13A中,直流转换模块CR_DC将二组半桥式谐振转换器100(即第一电路板CB1)利用初级侧串联的结构达到全桥整流,且利用次级侧并联的结构达到次级分流效果。并且,可通过改变第一主电路板CB_M1上的走线,使多个谐振转换器100(即第一电路板CB1)因应实际需求做不同的串并联使用,达到功率扩充的便利性,且可应用于更大输出功率的功效。
[0353] 具体而言,配合参阅图13C,第一主电路板CB_M1配置第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2,二组第一电路板CB1通过分别插接于第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2而形成直流转换模块CR_DC(包括二组谐振转换器100)。二组第一电路板CB1的电路结构相似于图3B~图3C,在此不再加以赘述。二组第一电路板CB1的第一电源输出端OUT_P1分别插接于第一插接端口DP_1与该第二插接端口DP_2而耦接输出端口OUT,且第一控制器4A耦接第一开关桥臂SA1_M,以提供第一控制信号Sc1控制第一开关桥臂SA1_M的功率开关Q1、Q2。第一控制器4A也可耦接整流电路32来控制整流开关SR1、SR2,或者通过其他的控制器来控制整流开关SR1、SR2,以与功率开关Q1、Q2分开控制。
[0354] 其中,二组第一电路板CB1通过插接第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2而彼此耦接,且二组第一电路板CB1的第一控制器4A提供给第一开关桥臂SA1_M的第一控制信号Sc1的相位差恰巧为相差180度,以形成交错式直流转换模块CR_DC。因此,通过二相位差为180度的控制信号,可以降低功率开关Q1、Q2的耐压耐流规格,谐振电感Lr与输出电容的体积,并可大为降低输出/输入电流的涟波。其中,通过第一主电路板CB_M1的特定线路,可以使二组第一电路板CB1的半桥式结构的第一初级侧电路1A的电感走线Tl与第一初级侧走线Tp1形成串联结构,且还可以使二组第一电路板CB1的第一次级侧电路3A形成一并联结构。
如此,即可使得直流转换模块CR_DC可提供更大的输出功率,以推动功率消耗较大的负载
300(相较于图3B~图3C单一片的第一电路板CB1)。
[0355] 复参阅图3B~图3C、图13B~图13C,第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2分别包括多个第一端E_1与多个第二端E_2,且每个插接端口DP_1、DP_2的第一端E_1彼此耦接,且第二端E_2也是彼此耦接。二组第一电路板CB1的正极输入端IN_P1+通过插接于第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2的第一端E_1而彼此耦接,且负极输入端IN_P1‑通过插接于第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2的第二端E_2而彼此耦接。如此,即可形成二组第一电路板CB1的第一次级侧电路3A的并联结构。其中,由于正极输出端OUT_P1+与负极输出端OUT_P1‑交错排列,因此第一端E_1与第二端E_2也是交错排列,以通过第一端E_1与第二端E_2交错排列的设计来降低交流损失,提升功率。
[0356] 另外一方面,二组第一电路板CB1分别包括正极输入端IN_P1+与负极输入端IN_P1‑,且正极输入端IN_P1+位于第一电路板CB1的上方或下方,负极输入端IN_P1‑的配置位置则反向于正极输入端IN_P1+。在此,以正极输入端IN_P1+位于第一电路板CB1的上方,且负极输入端IN_P1‑位于第一电路板CB1的下方做说明。当二组第一电路板CB1插接于第一插接端口DP_1与第二插接端口DP_2后,负极输入端IN_P1‑也插接于第一主电路板CB_M1,以耦接总线电容Cbus的负端。二组第一电路板CB1的正极输入端IN_P1+则是通过第一电源铜排耦接在一起,并耦接总线电容Cbus的正端。如此,即可有效的利用电源供应器PSU的垂直空间,提供大电力的传输,且第一电源铜排特可通过别地加宽设计,来乘载大电流、增进散热效率。
[0357] 举例而言,于一实施例中,假设单一个谐振转换器100(即单一第一电路板CB1)可以达到1600W以上,代表二组谐振转换器100可以提供高达3200W以上的功率输出。另外一方面,由于二组谐振转换器100的电路皆相同,因此仅需要针对单一片第一电路板CB1进行电路设计,而不需要因应所有元件应用于同一块板子上而必须要考虑多组谐振转换器100配置在一起的相互影响因素。因此,电路设计较为简单,可以减少电路的开发周期,且有效提升效率及元件的利用率。值得一提,于一实施例中,图13A~图13C未叙明的电路结构及特点相似于图3A~图12C,在此不再加以赘述。
[0358] 另外一方面,由图13A可以注意到的是,单一个第一电路板CB1并无法形成完整的谐振转换器100(谐振电容Cr并未耦接功率开关Q2),而是二组电路板皆插接于第一主电路板CB_M1后,方形成二组谐振转换器100的结构。因此,本公开的第一电路板CB1与第一主电路板CB_M1具有多种搭配方式。具体而言,在一实施例中,第一电路板CB1可以如图3A所示为完整的谐振转换器100。如此,插接第一主电路板CB_M1后即形成二组谐振转换器100的初级侧与次级侧皆并联的结构。或者,第一电路板CB1也可以为线路部分缺失的谐振转换器100架构,且通过插接第一主电路板CB_M1来补足此部分缺失的线路。因此,第一主电路板CB_M1可以因应不同类型的第一电路板CB1,存在多种预备线路,且通过,例如但不限于,飞线、开关切换、跳线帽调整等方式来调整合适的应用类型。
[0359] 请参阅图14A为本公开的使用三组谐振转换器形成直流转换模块的第一实施方式的磁性元件接线图,复配合参阅图3A~图13C。在图14A中,本公开还可以将直流转换模块CR_DC扩充为使用三组半桥/全桥的谐振转换器100来实施,以提供更大的输出功率。进一步而言,直流转换模块CR_DC包括第一主电路板CB_M1与三组第一电路板CB1。三组第一电路板CB1通过插接于第一主电路板CB_M1的第一插接端口DP_1、第二插接端口DP_2及第三插接端口(图未示)而使三组第一电路板CB1的第一初级侧线圈22A形成初级侧三角接线(Δ接),且使三组第一电路板CB1的即第一次级侧线圈24A同样形成次级侧三角接线(Δ接),以形成三组谐振转换器100构成的三相直流转换模块CR_DC。其中,图14A的三组第一电路板CB1插接于第一主电路板CB_M1的电路结构相似于图13B~图13C,且可以等效推知,在此不再加以赘述。
[0360] 请参阅图14B为本公开的使用三组谐振转换器形成直流转换模块的第二实施方式的磁性元件接线图,复配合参阅图3A~图14A。在图14B中,由于三组谐振转换器100的初级侧会分别包括一组谐振槽(即谐振电感Lr与谐振电容Cr)与第一初级侧线圈22A,且次级侧会分别包括一组第一次级侧线圈24A。因此本申请将三组谐振转换器100的初级侧谐振槽与第一初级侧线圈22A以三角接线(Δ接)的方式来组成电路结构,且每一组谐振槽与第一初级侧线圈22A在通过耦合的方式,分别耦合第一次级侧线圈24A。相似于图13A~图13C,三直流转换模块CR_DC也使用交错式的操作,使每一相相差120度。意即,三组第一电路板CB1的第一控制器4A提供给第一开关桥臂SA1_M的第一控制信号Sc1的相位差恰巧为相差120度,以形成交错式直流转换模块CR_DC。如此,同样可以降低功率元件的规格及体积,且提供更大的输出功率。其中,图14B的三组第一电路板CB1插接于第一主电路板CB_M1的电路结构同样相似于图13B~图13C,且可以等效推知,在此不再加以赘述。此外,本公开的谐振转换器100也适用全桥式的电路架构,其相较于半桥式的电路架构,可应用更大的输出功率,且增益更高,可以延长关机时的保持时间。值得一提,于一实施例中,图14A~图14B未叙明的电路结构及特点相似于图3A~图13C,在此不再加以赘述。
[0361] C.电源供应器的输出结构
[0362] 请参阅图15A为本公开电源供应器的输出结构的结构俯视图,复配合参阅图3A~图14B。由于本公开的直流转换模块CR_DC为大电流输出,因此若单纯使用第一主电路板CB_M1的走线来输出,则走线面积/体积过小,容易造成电流过高而导致热量累积在第一主电路板CB_M1的输出端。另外一方面,若在第一主电路板CB_M1配置过大的走线来提供大电流流过,则会造成走线面积/体积过大而排挤到其他的电路元件配置(例如但不限于隔离式转换器CR_AUX等)。因此,本公开的输出结构OUT_S使用铜排(Busbar)来降低直流损失,且通过正负极交错的设计可以降低交流损失,提升功率。
[0363] 具体而言,本公开的输出结构OUT_S包括第一铜排BR_1、第二铜排BR_2及输出端口OUT。第一铜排BR_1包括多个第一端E_1,且第一端E_1供第一电路板CB1的正极输出端OUT_P1+插接。第二铜排BR_2包括多个第二端E_2,且第二端E_2供负极输出端OUT_P1‑插接。因此,输出结构OUT_S可通过大体积铜排堆叠的立体设计,可以利用垂直空间来提升空间利用率,且降低直流损失。另外一方面,第一端E_1与第二端E_2可形成第一插接端口DP_1(和/或第二插接端口DP_2、第三插接端口(图未示)),且第一端E_1与第二端E_2交错排列,以降低交流损失,提升功率。
[0364] 另外一方面,本公开在第一主电路板CB_M1内层的走线也是交错配置,其原因在于,第一主电路板CB_M1由于主要是配置为提供大电力传递的路径(即值流输入/输出的正端或负端)。因此通过第一主电路板CB_M1内层的走线交错配置,同样可以使磁通抵消,降低交流损失,提升功率。此外,由于本公开所使用的铜排(即第一电源铜排、第一铜排BR_1、第二铜排BR_2,以及后文将会提到的铜排)可通过别地加宽设计,来乘载大电流、增进散热效率。
[0365] 请参阅图15B为本公开的输出结构的铜排结构的俯视图,复配合参阅图3A~图15A。在图15B中,第一铜排BR_1包括第一铜条段BR_1S,且第二铜排BR_2包括第二铜条段BR_
2S。第一铜条段BR_1S的至少一侧(在此出示二侧)包括多个第一延伸段,且第一延伸段分别形成第一端E_1。同理,第二铜条段BR_2S的第二延伸段分别形成第二端E_2。在第一端E_1与第二端E_2中分别形成凹部,且第一端E_1与第二端E_2的凹部用以分别容纳正极输出端OUT_P1+与负极输出端OUT_P1‑的插接。经过插接后,可通过例如但不限于灌锡等方式,使插接的结构更为稳固。
[0366] 另外一方面,由于大多的电路板(例如第一主电路板CB_M1、第一电路板CB1等)皆呈平面的板状结构。因此,第一铜条段BR_1S与第二铜条段BR_2S同一侧的凹部排列呈一线,以易于供板状结构的第一电路板CB1插接。然而,若第一电路板CB1非呈板状结构,则凹部的排列非在此限,主要是凹部的排列相应于第一电路板CB1的形状即可。
[0367] 请参阅图15C为本公开的输出结构的立体组合图、图15D为本公开的输出结构的立体分解爆炸图,复配合参阅图3A~图15B,且反复参阅图15C~图15D。于图15C~图15D的电路结构可看出,第一铜排BR_1与第二铜排BR_2堆叠为特定堆叠结构。意即,其堆叠结构依序为第一主电路板CB_M1、第一铜排BR_1与第二铜排BR_2的其中一者(在此以第二铜排BR_2示意,且简称下层铜排)、第一铜排BR_1与第二铜排BR_2的另一者(在此以第一铜排BR_1示意,且简称上层铜排)。由于上层铜排与下层铜排分别承载正负电压,且这二者的电流方向是一去一回,因此这二者所产生的磁通就可以互相抵消。如此,即可利用正负电压的正负相叠磁场抵消原理,降低交流损失,提升效率。在图15C~图15D中,第一主电路板CB_M1包括固接部P_F,且固接部P_F用以固接输出端口OUT,以形成垫高的输出端口OUT结构。
[0368] 较佳地,为了提高磁场抵消的效果,第一铜条段BR_1S与第二铜条段BR_2的形状相同(配合参阅图15B~图15C),且第一铜条段BR_1S与第二铜条段BR_2的其中一者堆叠于另一者之上,以使这二者重合为较佳的实施方式。另外一方面,本公开的输出端口OUT为了符合高端系统的应用,第一铜排BR_1与第二铜排BR_2结合输出端口OUT垫高板的金手指结构,使需要走大电流的路径不需完全依靠主板细薄的铜箔(trace)。如此,即可以通过宽厚的铜排直接连至金手指来降低接触损失,提升效率。
[0369] 具体而言,配合参阅图15C~图15D,金手指结构包括正连接端子OUT_P与负连接端子OUT_N。第一铜排BR_1还包括第一架高段BR_1H,且第一架高段BR_1H的平台配置为较第一铜条段BR_1S远离第一主电路板CB_M1。第二铜排BR_2还包括第二架高段BR_2H,且第二架高段BR_2H的平台配置为较第二铜条段BR_2S远离第一主电路板CB_M1。较佳地,第一架高段BR_1H、第二架高段BR_2H分别与第一铜条段BR_1S、第二铜条段BR_2S一体成形,但不以此为限。第一架高段BR_1H与第二架高段BR_2H可分别通过至少一铜架FC耦接第一主电路板CB_M1,以增强输出结构OUT_S的结构强度,且可选地还可提供电力传递的需求。
[0370] 进一步而言,配合参阅图15C~图15D,第一铜排BR_1的第一架高段BR_1H通过铜架FC与第一端E_1耦接第一主电路板CB_M1,且再通过第一插接件P_1插接于第一主电路板CB_M1与输出端口OUT的正插接端E_PP而耦接正连接端子OUT_P。第二铜排BR_2的第二架高段BR_2H通过插接端E_P与第二插接件P_2插接于输出端口OUT的负插接端E_PN而耦接负连接端子OUT_N。输出端口OUT可垫高于第一架高段BR_1H的平台或第二架高段BR_2H的平台之上,且第一架高段BR_1H紧邻输出端口OUT的一端恰巧与输出端口OUT互补。因此,垫高的输出端口OUT可通过固接部P_F的固接,以及第一插接件P_1、第二插接件P_2、第一架高段BR_1H及第二架高段BR_2H的限位来增强输出端口OUT的结构强度,避免输出端口OUT插接负载
300时的外力造成输出端口OUT内凹的状况。其中,第一插接件P_1与第二插接件P_2除了提供限位输出端口OUT的功能外,还提供如前所述的导电功能(用以流过大电流),且插接端E_P与第二架高段BR_2H较佳可一体成形,但不以此为限。
[0371] 配合参阅图15D,辅助端子OUT_A配置于金手指结构的一侧边段,且正连接端子OUT_P与该负连接端子OUT_N分别配置于金手指结构的中间段与另一侧边段。辅助端子OUT_A通过连接接脚CP插接于第一主电路板CB_M1而使辅助端子OUT_A接收由第一主电路板CB_M1所提供的信号或辅助电源V_AUX。
[0372] D.隔离式转换模块
[0373] 本公开的隔离式转换器CR_AUX主要是由返驰式转换器的电路结构来构成,且同样的也包括整合于电路板的平板型变压器。因此,隔离式转换器CR_AUX通过平板化的变压器整合控制电路的模块化设计,可大幅度的省去了传统变压器所需要的元件配置空间,进而大幅度的提升辅助电源模块的功率密度。此外,由于变压器用平面化的设计,因此隔离式转换器CR_AUX中的功率开关皆能使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件作为主要功率开关,且应用于例如但不限于300KHz以上的频率来进行开关切换的操作。另外一方面,隔离式转换器CR_AUX通过整合总线电容Cbus所形成的直流总线模块CR_BUS来组成隔离式转换模块CR_M,以将体积较大的总线电容Cbus配置在邻近于体积较小的隔离式转换器CR_AUX而节省电路体积,并提高功率密度。
[0374] 请参阅图16为本公开的隔离式转换器的电路方块图,复配合参阅图1~图2。隔离式转换器CR_AUX可耦接前级电路(即通过总线电容Cbus耦接功因校正器PFC)与负载300。隔离式转换器CR_AUX包括第二初级侧电路1B、变压器2B、第二次级侧电路3B及第二控制器4B,且变压器2B包括初级侧线圈22B与次级侧线圈24B。值得一提,于一实施例中,隔离式转换器CR_AUX例如但不限于,可以由图16所示的返驰式转换器所构成,但并不以此为限。因此,举凡具有变压器2B对初级侧与次级侧进行隔离的转换电路,皆应包含在本实施例的范畴当中。
[0375] 第二初级侧电路1B包括开关SW,且第二次级侧电路3B包括次级整流电路Cr。次级整流电路Cr可包括整流开关SWr与输出电容Co,且整流开关SWr可选择替换为被动式二极体。一般而言,第二控制器4B通过控制开关SW与次级整流电路Cr来使变压器2B储能/释能,以通过变压器2B的储能/释能而将隔离式转换器CR_AUX所接收的直流电源V_DC转换为辅助电源V_AUX。变压器2B的初级侧线圈22B与次级侧线圈24B可形成平板型变压器,以利于配置于电路板之中,于后文会有更进一步的说明,在此不再加以赘述。值得一提,于一实施例中,第二初级侧电路1B与第二次级侧电路3B的电路结构仅为示意性的范例,举凡可构成隔离式转换器CR_AUX架构的第二初级侧电路1B与第二次级侧电路3B,皆应包含在本实施例的范畴当中。
[0376] 请参阅图17A为本公开隔离式转换模块的平面侧视图、图17B为本公开隔离式转换模块的立体组合图、图17C为本公开隔离式转换模块的立体分解爆炸图,复配合参阅图16,且反复参阅图17A~图17C。在图17A~图17B中,隔离式转换模块CR_M包括隔离式转换器CR_AUX与直流总线模块CR_BUS。隔离式转换器CR_AUX包括第二主电路板CB_M2与第二电路板CB2,且第二电路板CB2包括第二变压器2B。直流总线模块CR_BUS包括第三电路板CB3与总线电容Cbus,且直流总线模块CR_BUS插接于第二主电路板CB_M2而形成隔离式转换模块CR_M。第二主电路板CB_M2包括第四插接端口DP_4、第二电源输入端IN_P2及第二电源输出端OUT_P2,且第二电路板CB2插接于第四插接端口DP_4。
[0377] 第二变压器2B的第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B形成于第二电路板CB2,且第二铁芯C2套设于第二电路板CB2的第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B而形成第二变压器2B。第三电路板CB3插接于第二电源输入端IN_P2,且总线电容Cbus插接于第三电路板CB3板,以使总线电容Cbus与第二主电路板CB_M2呈水平配置。如此,即可使得总线电容Cbus通过第三电路板CB3耦接于第二电源输入端IN_P2。而且,配合参阅图17B~图17C,通过第二主电路板CB_M2插接于第一主电路板CB_M1,可以使总线电容Cbus水平配置于电源供应器PSU中,以大幅提升电源供应器PSU的功率密度,且缩小电源供应器PSU的占用体积。
[0378] 另外一方面,第二主电路板CB_M2的第二电源输出端OUT_P2通过插接于第一主电路板CB_M1而耦接金手指结构的输出端口OUT。具体耦接方式为,第二电源输出端OUT_P2通过插接于第一主电路板CB_M1而耦接输出端口OUT的连接接脚CP,使输出端口OUT的辅助端子OUT_A通过连接接脚CP耦接第二电源输出端OUT_P2。由此,可使隔离式转换器CR_AUX提供辅助电源V_AUX至第一主电路板CB_M1,也可通过第一主电路板CB_M1传送/接收信号。此外,第二主电路板CB_M2还包括方型篓空区AS。方型篓空区AS用以卡合总线电容Cbus,且隔离式转换器CR_AUX通过方型篓空区AS侧边的非篓空区AS_N的走线耦接总线电容Cbus。较佳地,方型篓空区AS的宽度W_S可小于总线电容Cbus的直径W_C,以将总线电容Cbus卡固于方型篓空区AS之中,避免总线电容Cbus因电源供应器PSU的晃动而容易产生位移,甚至松脱的现象。
[0379] 综上所述,本公开的隔离式转换器CR_AUX通过第二变压器2B整合控制电路的模块化设计,以提升功率密度。而且,直流总线模块CR_BUS主要是由第三电路板CB3与总线电容Cbus组合而成,以取代飞线(跳线)所带来的不良影响,并使得总线电容Cbus可以横向配置,进而可有效的利用垂直空间。第二电路板CB2(包括第二变压器2B)与直流总线模块CR_BUS共同插接于第二主电路板CB_M2,并利用第二主电路板CB_M2上的方型篓空区AS来容置总线电容Cbus,以限位并固定总线电容Cbus,同时可提供支撑总线电容Cbus的效果。
[0380] 请参阅图18A为本公开的第二电路板的立体电路结构分解图、图18B为本公开的第二电路板的立体电路结构组合图,复配合参阅图16~图17C。第二变压器2B配置于第二电路板CB2,且第二初级侧电路1B、第二次级侧电路3B及第二控制器4B可配置于第二主电路板CB_M2或第二电路板CB2。第二变压器2B的第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B皆为平面化(planar)的走线结构,且形成于第二电路板CB2上,使第二铁芯C2通过直接地套设于第二电路板CB2的第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B上而形成第二变压器2B。其中,第二第二铁芯C2包括第三铁芯柱C22,且第三铁芯柱C22通过第二铁芯C2直接地套设于第二电路板CB2而穿设于第二电路板CB2的第四穿孔H4。由于第二变压器2B未有传统绕置线圈的绕线架,所有的走线皆形成于电路板CB2,因此变压器2B为平面化结构而形成平板型变压器。由于平板型变压器较为平面,因此使得第二电路板CB2的高度较小。如此,第二电路板CB2可通过插接的的方式插接于第二主电路板CB_M2上而形成图16的电路结构,以节省第二主电路板CB_M2的使用空间,但并不排除第二电路板CB2可形成或配置于第二主电路板CB_M2其中一区块的实施方式。
[0381] 因此,本公开的隔离式转换器CR_AUX结构主要将第二变压器2B的第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B形成于第二电路板CB2上,而使得平板型变压器能够平面化(planar),以大幅度的提高隔离式转换器CR_AUX的空间利用率而达到高功率密度需求。并且,隔离式转换器CR_AUX也因使用平板型变压器而具有体积小的特性,相对的可大幅提高隔离式转换器CR_AUX的操作频率,因此开关SW与次级整流电路Cr的整流开关SWr可使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件作为主要功率开关,使隔离式转换器CR_AUX具有更高的效率、显着缩减功率开关尺寸、更轻盈和改善散热性能等优越性。
[0382] 请参阅图19A为本公开的第二变压器线圈电路图、图19B为本公开的第二变压器走线配置方式示意图,复配合参阅图16~图18B。在图19A中,第二变压器2B包括初级侧与次级侧。初级侧包括第二初级侧线圈22B,且次级侧包括第二次级侧线圈24B。第二变压器2B还可以选择性的包括辅助线圈W1、W2、W3、W4、W5,且辅助线圈W5可与次级侧线圈24B形成中心抽头式的线圈结构。其中,辅助线圈W1、W2、W3、W4、W5可通过耦合的方式,耦合由初级侧线圈22B所提供的能量,且可通过调整其圈数来调整耦合而得的电压。进一步而言,辅助线圈W1、W2、W3、W4、W5可作为检测、辅助电源、对负载300供电等之用,主要是用以提供不同输出电压的需求。值得一提,于一实施例中,辅助线圈W1、W2、W3、W4、W5的数量及其结构特征(独立式或中心抽头式等),仅为示意性的范例,并不以图19A为限。
[0383] 配合参阅图19B为第二电路板CB2的剖面示意图,为求着重于本公开的主要特征,其剖面位置仅出示第二变压器2B的区块。在图19B中,第二电路板CB2为多层板(在此以6层板为例,但不以此为限)。第二电路板CB2包括多初级层LP与多次级层LS,且远离中心线X的二侧分别为电路板CB2的顶层与底层。多条第二初级侧走线Tp2分别形成于第二电路板CB2的初级层LP,且每层初级层LP至少包括一条环绕数圈的第二初级侧走线Tp2(图19B以四层初级层LP表示,但不以此为限)。第二初级侧走线Tp2可通过各个初级层LP的联通(例如使用过孔,图未示)而使第二初级侧走线Tp2串接在一起,以作为耦接第二初级侧电路1B的第二初级侧线圈22B。
[0384] 多条第二次级侧走线Ts2分别形成于第二电路板CB2的次级层LS,且每层次级层LS至少包括一条环绕数圈的第二次级侧走线Ts2(图19B以二层次级层LS表示,但不以此为限)。第二次级侧走线Ts2可通过各个次级层LS的联通(例如使用过孔,图未示)而使第二次级侧走线Ts2串接在一起,以作为耦接第二次级侧电路3B的第二次级侧线圈24B。值得一提,于一实施例中,各层板所形成的走线的材质可以为铜箔,但并不排除可以使用易于导电的其他金属箔(例如但不限于,金、银等)。
[0385] 第二铁芯C2环绕于第二电路板CB2,且第二铁芯C2包括第三铁芯柱C22。第三铁芯柱C22贯穿第二电路板CB2的第四穿孔H4,使第二初级侧走线Tp2与第二次级侧走线Ts2环绕于第四穿孔H4,且于第二铁芯C2套设于第二初级侧走线Tp2与第二次级侧走线Ts2后,可形成闭合磁路而构成第二变压器2B。进一步而言,如图19B所示,第二变压器2B的形成方法为第二初级侧走线Tp2接近该电路板的中心(即中心线X),且第二次级侧走线Ts2相对于第二初级侧走线Tp2而远离中心,以形成三明治走线。
[0386] 意即,第二初级侧走线Tp2形成在第二电路板CB2中较为中心的位置,且第二次级侧走线Ts2形成在第二电路板CB2接近顶层或底层的位置。如此,可以减小第二变压器2B的漏感,提高隔离式转换器CR_AUX的效率。值得一提,于一实施例中,第二变压器2B的走线设计,并不以三明治走线为限。具体而言,若不采用三明治走线的设计(例如但不限于,初级层LP配置于接近顶层,且次级层LS配置于接近底层),则可降初级层LP与次级层LS之间的耦合电容,降低第二变压器2B运作时的噪音。
[0387] 另外一方面,次级层LS与初级层LP分别包括彼此相邻的次级相邻层LSa与初级相邻层LPa。辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4分别形成于第二电路板CB2的初级相邻层LPa,且初级相邻层LPa可包括至少一条辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4。辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4可配置于单层的初级相邻层LPa而形成辅助线圈W1、W2、W3、W4,也可通过各个初级相邻层LPa的联通(例如使用过孔,图未示)而使相同路径的辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4串接在一起,以作为辅助线圈W1、W2、W3、W4。
[0388] 相似地,辅助走线Cf5可形成于电路板CB2的次级相邻层LSa,且次级相邻层LSa可包括至少一条辅助走线Cf5。辅助走线Cf5可配置于单层的次级相邻层LSa而形成辅助线圈W5,也可通过各个次级相邻层LSa的联通(例如使用过孔,图未示)而使相同路径的辅助走线Cf5串接在一起,以作为辅助线圈W5。此外,当次级层LS与初级层LP的层数各为1时(即第二电路板CB2为双层板,且包括顶层及底层),则次级层LS即为次级相邻层LSa,且初级层LP即为初级相邻层LPa。次级相邻层LSa包括一条环绕第四穿孔H4数圈的第二次级侧走线Ts2与一条辅助走线Cf5,初级相邻层LPa包括一条环绕第四穿孔H4数圈的第二初级侧走线Tp2与至少一条辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4。因此,当第二电路板CB2为双层板时,其结构与可达成的功效可由本公开的图16~图19B及其相应的段落描述而推知,在此不再加以赘述。
[0389] 其中,辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4、Cf5可依据后端的电路所需求的电压大小,选择性的调整环绕于第四穿孔H4的圈数。因此,辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4与第二初级侧走线Tp2可呈同心结构(中心为第四穿孔H4),且辅助走线Cf5与第二次级侧走线Ts2可呈同心结构(中心为第四穿孔H4)。值得一提,于一实施例中,上述内文所述的过孔,其内部通常可填充导电材料(例如但不限于锡糕等用于导电的材料),以使第二变压器2B的走线可通过过孔来电性连接。
[0390] 复参阅图19B,在次级相邻层LSa的第二次级侧走线Ts2具有第一宽度Wh1、Wh3,且在初级相邻层LPa的第二初级侧走线Tp2具有第二宽度Wh2、Wh4。具体而言,在次级相邻层LSa中,由最远离第四穿孔H4的第二次级侧走线Ts2至最接近第四穿孔H4的第二次级侧走线Ts2的距离为第一宽度Wh1、Wh3。在初级相邻层LPa中,由最远离第四穿孔H4的第二初级侧走线Tp2至最接近第四穿孔H4的第二初级侧走线Tp2的距离为第二宽度Wh2、Wh4。而且,所述”宽度”可以为电路板CB2垂直于中心线X的任意截面中,该层走线所形成的最大距离(即由最远离穿孔Hf的走线至最接近穿孔Hf的走线的距离)。在一实施例中,第一宽度Wh1、Wh3大于第二宽度Wh2、Wh4,可以使第二初级侧线圈22B与第二次级侧线圈24B耦合性更好,使第二次级侧线圈24B感应而得的电压更稳定。意即,在接近顶层的次级相邻层LSa中,次级相邻层LSa的第二次级侧走线Ts2所形成的第一宽度Wh1较佳可涵盖初级相邻层LPa的第二初级侧走线Tp2所形成的第二宽度Wh2,因此次级相邻层LSa的第二次级侧走线Ts2所形成的面积可大于初级相邻层LPa的第二初级侧走线Tp2所形成的面积。
[0391] 此外,当初级相邻层LPa包括的第二初级侧走线Tp2与辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4时,第二宽度Wh2、Wh4由辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4与初级侧走线Tp2形成。意即,次级相邻层LSa的第二次级侧走线Ts2所形成的第一宽度Wh1较佳可大于等于初级相邻层LPa的第二初级侧走线Tp2与辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4所形成的第二宽度Wh2。其中,在初级相邻层LPa中,由最远离第四穿孔H4的走线(可以是第二初级侧走线Tp2或辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4的其中一者)至最接近第四穿孔H4的走线(可以是第二初级侧走线Tp2或辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4的另一者)的距离为第二宽度Wh2、Wh4。如此,可以使第二初级侧线圈22B、第二次级侧线圈24B及辅助线圈W1、W2、W3、W4、W5耦合性更好,使各线圈感应而得的电压更稳定。
[0392] 值得一提,于一实施例中,第一宽度Wh3与第二宽度Wh4的相应关系同于第一宽度Wh1与第二宽度Wh2,在此不再加以赘述。此外,辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4、Cf5较佳可配置于次级相邻层LSa与初级相邻层LPa,以提供较佳的耦合效果,但不以此为限。换言之,辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4、Cf5可配置于次级层LS与初级层LP任意一者,只要可通过耦合而取得合适的电压即可实施。
[0393] 复参阅图19B,第二铁芯C2也可包括气隙gap,以通过气隙gap配置来增加磁阻,避免第二变压器2B在工作中产生磁饱和。其中,气隙gap通常可形成于第三铁芯柱C22,但气隙gap形状及气隙gap位置,其可依照设计者的需求而定,因此并不以图19B为限。其中,气隙gap具有第一距离Y1,且第二初级侧走线Tp2、第二次级侧走线Ts2与第四穿孔H4具有多个第二距离Y2,第二距离Y2分别大于等于第一距离Y1的三倍。具体而言,由于走线与气隙gap保持特定距离可以降低第二变压器2B的切割损,且提升效率。因此,将第二次级侧走线Ts2与第四穿孔H4的距离设定为气隙gap的三倍为较佳的实施方式。
[0394] 另外一方面,由于本公开的第二变压器2B于第二电路板CB2形成走线,因此可通过简单的电路设计软体即可调整第二电路板CB2各层的第二初级侧走线Tp2、第二次级侧走线Ts2与第四穿孔H4的距离。因此,相较于传统的变压器仅能在第二铁芯C2上磨气隙而无法调整线圈距离,本公开第二变压器2B使用形成于第二电路板CB2的走线结构,可达成有利于微调第二距离Y2的功效。此外,辅助走线Cf1、Cf2、Cf3、Cf4、Cf5较佳也可与第四穿孔H4之间具有第三距离,且第三距离大于等于第一距离Y1的三倍为较佳的实施方式。
[0395] 请参阅图20为本公开的初级相邻层的走线配置示意图,复配合参阅图16~图19B。在图20中,示意接近第二电路板CB2顶层的初级相邻层LPa的走线配置,其配置包括了第二初级侧走线Tp2与辅助走线Cf1。如图20所示,辅助走线Cf1可通过分数圈(即该层的走线环绕于第四穿孔H4的圈数非为整数圈)的配置方式,使第二变压器2B得以微调所获取的电压,以达应用性更佳的需求。具体而言,为了更为稳定并精调输出电压的电压值,第二变压器2B可通过额外配置半圈(即辅助走线Cf1额外配置半圈)、1/4圈,甚至1/10圈等走线来微调辅助走线Cf1感应所获得的电压(以图20为例,辅助走线Cf1为2.5圈),使其电压能够更为精准(例如但不限于12V等)。值得一提,于一实施例中,虽在图20中仅出示辅助走线Cf1环绕于第四穿孔H4的圈数非为整数圈,然相似的第二初级侧走线Tp2、第二次级侧走线Ts2及辅助走线Cf2、Cf3、Cf4、Cf5也可以通过分数圈的方式来微调所感应而得的电压,在此不再加以赘述。
[0396] 请参阅图21为本公开的隔离式转换模块与直流转换模块的电路示意图,复配合参阅图1~图20。在图21A中,直流总线模块CR_BUS的总线电容Cbus作为存储大量的能量,为了供应后端直流转换模块CR_DC与隔离式转换器CR_AUX转换电力之用。由于直流转换模块CR_DC为大功率的转换电路,且还需要使电源供应器PSU于断电时,满足维持时间(hold‑up time)的需求,因此总线电容Cbus无法缩小其体积以及容量。另外一方面,由于隔离式转换器CR_AUX主要是提供小电力的辅助电源V_AUX,其电流能力不高。因此,可以使用图17A~图17C所示的第二主电路板CB_M2的容置槽旁的非篓空区AS_N进行走线即可进行电力的传输,不需要如同直流转换模块CR_DC必须要搭配铜排来传输电流。
[0397] 请参阅图22A为本公开的隔离式转换模块与直流转换模块的平面俯视图、图22B为本公开隔离式转换模块与直流转换模块的立体组合图、图22C为本公开隔离式转换模块与直流转换模块的立体分解爆炸图,复配合参阅图21,且反复参阅图22A~图22C。总线电容Cbus由于需要提供大电力供应直流转换模块CR_DC,因此利用第一电源铜排BR_P1来搭接总线电容Cbus与第一电路板CB1。其中,为了使电源供应器的高低压分离,避免高压噪音去影响到低压的小信号传输,且合理的应用电源供应器PSU内部的垂直空间。因此,提供高压路径的第一电源铜排BR_P1配置于电源供应器PSU内部的上方空间来进行总线电容Cbus与第一电路板CB1的搭接。如此,即可避免走大电力的第一电源铜排BR_P1去影响或干扰到第一主电路板CB_M1上的低压控制信号。
[0398] 复配合参阅图22B~图22C,直流总线模块CR_BUS的第三电路板CB3包括第一总线端BUS_1、第二总线端BUS_2、第三总线端BUS_3。第一总线端BUS_1形成于第三电路板CB3的第一侧,且插接于该第二电源输入端IN_P2,以将直流电源V_DC提供至第二主电路板CB_M2而供应隔离式转换器CR_AUX将直流电源V_DC转换为辅助电源V_AUX。第二总线端BUS_2形成于第三电路板CB3的第二侧,且插接于第一主电路板CB_M1以通过第二主电路板CB_M2与第一主电路板CB_M1将第三电路板CB3固定于特定位置。其中,总线电容Cbus的其中一端(即接地端或电源端)也可通过第三电路板CB3插接于第一主电路板CB_M1而耦接至接地回路或电源回路。第三总线端BUS_3形成于第三电路板CB3中,对立于第二侧的第三侧(即对立于第一主电路板CB_M1的一侧)。因此,第三总线端BUS_3可通过第一电源铜排BR_P1耦接直流转换模块CR_DC,且第二总线端BUS_2可通过第一主电路板CB_M1耦接直流转换模块CR_DC,以使直流电源V_DC可提供至直流转换模块CR_DC,且通过电源供应器PSU内部的垂直上下区域(即第一电源铜排BR_P1与第一主电路板CB_M1)来传递高压。
[0399] 因此,通过第一主电路板CB_M1与第二主电路板CB_M2结构上的插接,可以使第二主电路板CB_M2、该第三电路板CB3及第一主电路板CB_M1呈三维垂直结构。其中,三维垂直结构所指的是这三者呈X、Y、Z方向的任一二者皆为垂直的结构。另外一方面,第二电路板CB2也可通过第一主电路板CB_M1与第二主电路板CB_M2结构上的插接而呈三维垂直结构。另外一方面,由于电源供应器PSU内部的第二容置空间SA2必地需要能容纳总线电容Cbus,使得电源供应器PSU的长宽高任意一者必须要大于总线电容Cbus的直径。而且,由于隔离式转换模块CR_M为模块化的电路,必须要考虑模块之间相结合后的结构稳定度,且尚须考量如何最大化电源供应器PSU的功率密度。因此,为了避免浪费第二容置空间SA2,第二主电路板CB_M2与第二主电路板CB_M2的宽度W_B大致上等于总线电容Cbus的直径W_C为较佳的实施方式。而且,通过如此的配置,隔离式转换模块CR_M可大致上呈柱状结构,且其外观结构看似为长方体。
[0400] 相似于图3D~图3E,由于隔离式转换器CR_AUX与直流总线模块CR_BUS的大电力输入/输出都是仰赖下方第一主电路板CB_M1与上方第一电源铜排BR_P1。因此,隔离式转换模块CR_M的信号走线配置可较为远离大电力输入/输出的位置,以避免信号的传输受大电流的耦合而影响。此外,由于隔离式转换器CR_AUX的开关SW是可使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件,且应用于高频切换(例如但不限于300kHz),因此必须要使用抑制噪音的信号传输方式来避免噪音的干扰。因此,本公开的开关SW的驱动线路仍是利用第二电路板CB2上下层相叠磁通抵消原理,以减少路径上寄生电感。如此,即可使得在高速切换的状况下,抵消高频噪音而减少噪音干扰。由于使用上下层相叠磁通抵消的原理及细部特征相似于图3D~图3E,因此在此不再加以赘述。
[0401] 请参阅图23A为本公开的隔离式转换模块搭配突波抑制电路的立体组合图、图23B为本公开的隔离式转换模块搭配突波抑制电路的立体分解爆炸图,复配合参阅图21~图22C,且反复参阅图23A~图23C。由功因校正器PFC至总线电容Cbus的路径上还可包括突波抑制电路CR_SU,且突波抑制电路CR_SU用以于总线电容Cbus没电时,抑制直流电源V_DC对其充电所造成瞬间大电流。其中,突波抑制电路CR_SU例如但不限于可包括并联的可控开关与电阻(图未示)。当电源供应器PSU刚接上交流电源V_AC时,可控开关关断,使大电流流过电阻而降低电流突波尖峰的大小。在总线电容Cbus已建立足够的电位后,可控开关导通,使电流流过耗能较低的可控开关,以降低突波抑制电路CR_SU的电力损耗。
[0402] 配合参阅图23A~图23C,隔离式转换模块CR_M还包括第四电路板CB4与突波抑制电路CR_SU,且突波抑制电路CR_SU插接于第四电路板CB4。第四电路板CB4包括第一端SU1、第二端SU2及第三端SU3,且第一端SU1形成于第四电路板CB4的第一侧,以通过插接于第一主电路板CB_M1而将突波抑制电路CR_SU耦接至第一主电路板CB_M1。第二端SU2形成于第四电路板CB4中,对立于第一侧的第二侧,且第三端SU3与第二端形成于同一侧。其中,第二端SU2耦接功因校正器PFC,且第三端SU3通过第一电源铜排BR_P1耦接第三总线端BUS_3,以将功因校正器PFC所提供的直流电源V_DC先经过突波抑制电路CR_SU后,再存储至总线电容Cbus。
[0403] E.功因校正器
[0404] 请参阅图24为本公开的功因校正器的电路图,复配合参阅图1~图2。功因校正器PFC主要是采用无桥式图腾柱交错式(Totem pole interleave)的转换器,其结构包括电感模块L_M与第二开关桥臂SA2_M。电感模块L_M包括第一电感L1与第二电感L2,且第二开关桥臂SA2_M包括桥臂组SA_G与整流桥臂SA_SR。桥臂组SA_G可包括并联的第一桥臂SA_1与第二桥臂SA_2,且第一桥臂SA_1与第二桥臂SA_2分别包括数个功率开关S1~S4,以形成全桥架构的桥臂组SA_G。整流桥臂SA_SR并联桥臂组SA_G,且包括串联的整流开关S5~S6。第一电感L1的一端耦接第二电感L2的一端,以形成火线端E_L或地线端E_N的一者(在此以火线端E_L示意)。第一电感L1的另一端耦接功率开关S1、S2,且第二电感L2的另一端耦接功率开关S3、S4。其中,桥臂组SA_G可称之为快速臂,且整流开关S5~S6之间形成火线端E_L或地线端E_N的另一者(在此以地线端E_N示意)。火线端E_L与地线端E_N分别耦接交流电源的火线与地线,以接收交流电源V_AC。然后,功因校正器PFC通过桥臂组SA_G与整流桥臂SA_SR的切换,将交流电源V_AC转换为直流电源V_DC。
[0405] 请参阅图25A为本公开的功率电感立体结构图、图25B为本公开的功率电感的铁芯立体结构图,复配合参阅图24。在图25A中,电感模块L_M包括线圈组、第三铁芯C3及基座BS,且线圈组包括第一线圈CL1与第二线圈CL2。第一线圈CL1与第二线圈CL2配置于基座BS,且通过例如但不限于灌锡等方式将第一线圈CL1与第二线圈CL2的线头/线尾固定在基座BS上,以避免第一线圈CL1或第二线圈CL2发生松脱、位移等状况。第三铁芯C3套设于第一线圈CL1与第二线圈CL2,以分别形成第一电感L1与第二电感L2。具体而言,第一线圈CL1可通过例如但不限于铜线的绕制而形成圆形或椭圆形的线圈,且于圆形或椭圆形的线圈中心形成第五穿孔H5。相似的,第二线圈CL2同样可经铜线绕制而形成圆形或椭圆形的线圈,以及第六穿孔H6。
[0406] 配合参阅图25B,第三铁芯C3包括第四铁芯柱C32与第五铁芯柱C34,且第四铁芯柱C32与第五铁芯柱C34分别贯穿第五穿孔H5与第六穿孔H6而套设于第一线圈CL1与第二线圈CL2,以分别形成第一电感L1与第二电感L2。其中,第四铁芯柱C32与第五铁芯柱C34分别包括多个气隙gap。虽然第三铁芯C3可以使用EE型或EI型的铁芯,且通过打磨第四铁芯柱C32和/或第五铁芯柱C34来形成气隙gap。然而,若是使用片状铁芯的组合结构,可以提升功因校正器PFC的效率,为较佳的实施方式。
[0407] 具体而言,第三铁芯C3包括二盖体C3‑1、C3‑2与多片状铁芯C3‑3,且二盖体C3‑1、C3‑2分别包括二个凸起的柱体C32A、C34A、C32B、C34B。片状铁芯C3‑3通过分别配置于二盖体C3‑1、C3‑2的柱体C32A、C34A、C32B、C34B之间而形成第四铁芯柱C32与第五铁芯柱C34。意即,柱体C32A、C32B之间,可配置至少一片状铁芯C3‑3,以形成第四铁芯柱C32,且在片状铁芯C3‑3与柱体C32A、C32B之间的空隙即为气隙gap。同样的,柱体C34A、C34B之间,也可配置至少一片状铁芯C3‑3,以形成第五铁芯柱C34与多气隙gap。
[0408] 此外,复参阅图25A,二盖体C3‑1、C3‑2还分别包括多个侧柱C3‑4。过图25A侧柱C3‑4的设计,磁通除了可走第四铁芯柱C32与第五铁芯柱C34外,更可走侧柱C3‑4而使磁通势MMF更为平衡。如此,可以使第一线圈CL1与第二线圈CL2的电流更为平均,以提升功因校正器PFC的转换效率。因此,本公开的功因校正器PFC通过单一第三铁芯C3将二电感L1、L2合而为一,以形成双电感的电感模块L_M。除此之外,第三铁芯C3使用了双中柱的结构,且中柱还形成多气隙(gap),以由此提升功因校正器PFC的效率。因此,通过二电感L1、L2的集成、耦合,配合第二开关桥臂SA2_M交错式的控制,可以降低涟波电流,进而提升功率密度。
[0409] 请参阅图26A为本公开的功因校正器的立体组合图、图26B为本公开的功因校正器的立体分解爆炸图,复配合参阅图24~图25B,且反复参阅图26A~图26B。功因校正器PFC除了包括电感模块L_M外,还包括第五电路板CB5、第六电路板CB6及第七电路板CB7。第五电路板CB5供电感模块L_M插接,使电感模块L_M的二电感L1、L2的线头/线尾插接于第五电路板CB5。第五电路板CB5还包括火线端E_L或地线端E_N的一者(在此以火线端E_L示意),且该端耦接第三电源铜排BR_P3,以耦接交流电源的火线或地线(在此以火线端E_L耦接火线示意)。第二开关桥臂SA2_M由第六电路板CB6与第七电路板CB7所形成,且第二开关桥臂SA2_M耦接第五电路板CB5,以形成输入端具有第一电感L1与第二电感L2的功因校正器PFC。
[0410] 配合参阅图24、图26B,第五电路板CB5与电感模块L_M形成图24的第一电感L1与第二电感L2,第六电路板CB6形成图24的桥臂组SA_G,且第七电路板CB7形成图24的整流桥臂SA_SR。其中,第五电路板CB5与第一主电路板CB_M1平行配置,二者分别配置于电源供应器PSU的上下空间。第六电路板CB6配置于第五电路板CB5与第一主电路板CB_M1之间,且与这二者垂直配置。具体而言,第六电路板CB6配置多个功率开关S1~S4,以形成桥臂组SA_G,且第六电路板CB6的一端插接第五电路板CB5而耦接电感模块L_M。第六电路板CB6的另一端插接第一主电路板CB_M1,以于第五电路板CB5、第六电路板CB6及第一主电路板CB_M1结合后的侧视结构呈I字型的结构。
[0411] 其中,第六电路板CB6通过插接第五电路板CB5而恰巧形成第一容置空间SA1,且第一容置空间SA1用以容置电感模块L_M。进一步而言,第一容置空间容SA1的长度相应于第六电路板CB6与第五电路板CB5的插接处至第六电路板CB6末端的距离,且第一容置空间SA1的宽度相应于第六电路板CB6与第五电路板CB5的插接处至第五电路板CB5的距离。因此,电源供应器PSU的机壳CH对应第五电路板CB5与第六电路板CB6的底面及侧面所形成的空间即为第一容置空间SA1,且第一容置空间SA1的大小恰巧可容置电感模块L_M。
[0412] 第七电路板CB7配置多个整流开关S5~S6,以形成整流桥臂SA_SR,且第七电路板CB7独立插接于第一主电路板CB_M1。其中,第七电路板CB7插接于第一主电路板CB_M1的位置为火线端E_L或地线端E_N的另一者(在此以地线端E_N示意),以耦接交流电源的火线或地线(在此以地线端E_N耦接地线示意)。如此,通过垂直化的空间配置,配合结合式的电感模块L_M,即可大幅度的提高功率密度。
[0413] 请参阅图26C为本公开的功因校正器搭配突波抑制电路与直流总线模块的立体组合图、图26D为本公开的功因校正器搭配突波抑制电路与直流总线模块的立体分解爆炸图,复配合参阅图24~图26B,且反复参阅图26A~图26D。由功因校正器PFC至总线电容Cbus的路径上还可包括突波抑制电路CR_SU,且突波抑制电路CR_SU用以于总线电容Cbus没电时,抑制直流电源V_DC对其充电所造成瞬间大电流。其中,可配合参阅图23A~图23B。隔离式转换模块CR_M可包括第四电路板CB4与突波抑制电路CR_SU,以将突波抑制电路CR_SU整合于隔离式转换模块CR_M中,或者,直流总线模块CR_BUS可包括第四电路板CB4与突波抑制电路CR_SU,以将突波抑制电路CR_SU整合于直流总线模块CR_BUS中。另外一方面,功因校正器PFC也可包括第四电路板CB4与突波抑制电路CR_SU,以将突波抑制电路CR_SU整合于功因校正器PFC中。除此之外,第四电路板CB4与突波抑制电路CR_SU也可以为独立的模块化电路。同理可适用于输出结构OUT_S与直流转换模块CR_DC、隔离式转换器CR_AUX及隔离式转换模块CR_M的从属关系。
[0414] 在图26C~图26D中,第二电源铜排BR_P2与第一主电路板CB_M1分别配置于电源供应器PSU的上方与下方。第五电路板CB5通过第二电源铜排BR_P2耦接第四电路板CB4的第二端SU2,以通过第二端SU2耦接突波抑制电路CR_SU与总线电容Cbus。第六电路板CB6通过插接于第五电路板CB5而耦接第二电源铜排BR_P2,以通过第二电源铜排BR_P2耦接突波抑制电路CR_SU与总线电容Cbus。第七电路板CB7反向于插接第一主电路板CB_M1的一端,通过第二电源铜排BR_P2耦接第五电路板CB5与第六电路板CB6的插接处,以使整流桥臂SA_SR并联桥臂组SA_G。同样的,第七电路板CB7也过第二电源铜排BR_P2耦接三电源铜排BR_P3,以通过第二电源铜排BR_P2耦接突波抑制电路CR_SU与总线电容Cbus。第四电路板CB4的第三端SU3则通过第一电源铜排BR_P1耦接第三总线端BUS_3,以使整流桥臂SA_SR通过第四电路板CB4耦接突波抑制电路CR_SU与总线电容Cbus。由此,可使功因校正器PFC所提供的直流电源V_DC先经过突波抑制电路CR_SU后,再存储至总线电容Cbus。
[0415] 因此,在图26C~图26D的功因校正器PFC各电路板CB5、CB6、CB7组装完成后,通过第二电源铜排BR_P2来搭接功因校正器PFC的各个电路板CB5、CB6、CB7,以形成封闭的回路。同样的,为了使电源供应器PSU的高低压分离,避免高压噪音去影响到低压的小信号传输,且合理的应用电源供应器PSU内部的垂直空间,因此第二电源铜排BR_P2配置于电源供应器PSU内部的上方空间来进行功因校正器PFC的各个电路板CB5、CB6、CB7的搭接。如此,即可避免走大电力的第二电源铜排BR_P2去影响或干扰到各个电路板CB5、CB6、CB7和/或第一主电路板CB_M1上的低压控制信号。
[0416] 相似于图3D~图3E,由于功因校正器PFC的大电力输入/输出都是仰赖下方第一主电路板CB_M1与上方第二电源铜排BR_P2。因此,功因校正器PFC的信号走线配置可较为远离大电力输入/输出的位置,以避免信号的传输受大电流的耦合而影响。此外,由于功因校正器PFC的功率开关S1~S6是可使用宽能隙(WBG)等第三代半导体元件,且应用于高频切换(例如但不限于300kHz),因此必须要使用抑制噪音的信号传输方式来避免噪音的干扰。因此,本公开的功率开关S1~S4的驱动线路仍是利用第六电路板CB6上下层相叠磁通抵消原理,且功率开关S5~S6的驱动线路仍是利用第七电路板CB7上下层相叠磁通抵消原理,以分别减少六电路板CB6与第七电路板CB7路径上寄生电感。如此,即可使得在高速切换的状况下,抵消高频噪音而减少噪音干扰。由于使用上下层相叠磁通抵消的原理及细部特征相似于图3D~图3E,因此在此不再加以赘述。
[0417] F.电磁干扰抑制电路与插座模块
[0418] 请参阅图27为本公开的电源供应器的输入结构的电路图,复配合参阅图1~图2。电源供应器PSU的输入结构IN_S中,包括插座模块SK_M与电磁干扰抑制电路EMI。插座模块SK_M包括插座件、保险丝,且尚可包括其他的滤波电路(例如但不限于Y电容)。电磁干扰抑制电路EMI包括X电容、Y电容及共模电感等滤波电路,且为求方便解说,在此将这些电容、电感统称为滤波电容、滤波电感。
[0419] 请参阅图28A为本公开的输入结构的立体分解爆炸图、图28B为本公开的输入结构的立体组合图、图28C为本公开的输入结构插接于第一主电路板的平面俯视图,复配合参阅图27,且反复参阅图28A~图28B。输入结构IN_S插接具有电源转换功能的第一主电路板CB_M1,且输入结构IN_S包括插座件SCT、第八电路板CB8及第九电路板CB9。插座件SCT可耦接插头(图未示),且插头的火线与地线,且接收由火线与地线提供的交流电源V_AC。第八电路板CB8供插座件SCT插接,且第八电路板CB8插接于九电路板CB9。第九电路板CB9形成电磁干扰抑制电路EMI,以对交流电源V_AC进行电磁干扰的抑制。配合参阅图28C,第八电路板CB8与第九电路板CB9插接于第一主电路板CB_M1,使第八电路板CB8、第九电路板CB9及第一主电路板CB_M1形成三维垂直结构,且三维垂直结构所指的是第八电路板CB8、第九电路板CB9三者呈X、Y、Z方向的任一二者皆为垂直的结构。
[0420] 因此,本公开通过插座件SCT插接于第八电路板CB8,且第八电路板CB8插接于电磁干扰抑制电路EMI上来取代飞线,并且可以增加电磁干扰抑制电路EMI的垂直布置空间,进而提升输入结构IN_S的功率密度。其中,第八电路板CB8的长度与宽度可相应于(即可大致上等于)插座件SCT的长度与宽度,以使插座件SCT的座体恰巧可容置于机壳CH的第二容置空间SA2,且第八电路板CB8可合理应用插座件SCT的座体的尺寸来增加功率密度。其中,为了提升功率密度,插座模块SK_M还利用插座件SCT的座体插设于第八电路板CB8后,第八电路板CB8剩余的空间来配置保险丝FU以及其他的滤波电路(例如但不限于Y电容),以提升功率密度。
[0421] 另外一方面,第九电路板CB9可配置至少一滤波电感L_XY及至少一滤波电容C_XY而形成电磁干扰抑制电路EMI,且滤波电感L_XY与滤波电容C_XY的高度小于等于第八电路板CB8的高度,且滤波电感L_XY与滤波电容C_XY的宽度小于等于第九电路板CB9的宽度。具体而言,第八电路板CB8的高度所指的是第八电路板CB8垂直插接于第九电路板CB9后,第八电路板CB8远离第九电路板CB9的一侧至第九电路板CB9的特定高度。相似的,第九电路板CB9的宽度所指的是第九电路板CB9垂直插接于第一主电路板CB_M1后,第九电路板CB9远离第一主电路板CB_M1的一侧至另一侧的特定宽度。由此特定高度与特定宽度所形成的体积可恰巧安置体积较大的滤波电感L_XY与滤波电容C_XY,且也避免输入结构IN_S安置于电源供应器PSU后,滤波电感L_XY或滤波电容C_XY的突出而去阻挡其余模块的安装(即功因校正器PFC与突波抑制电路CR_SU)。值得一提,于一实施例中,功因校正器PFC可包括输入结构IN_S,以将输入结构IN_S整合于功因校正器PFC中。除此之外,输入结构IN_S也可以为独立的模块化电路。
[0422] 复配合参阅图2、图13A~图14B、图24~图26D,由于本公开的直流转换模块CR_DC的第一电路板CB1垂直插设于第一主电路板CB_M1,且第一电路板CB1配置第一开关桥臂SA1_M与整流开关SR1、SR2,功因校正器PFC的第六电路板CB6与第七电路板CB7也是垂直插设于第一主电路板CB_M1,且第六电路板CB6与第七电路板CB7分别配置多个功率开关S1~S4与整流桥臂SA_SR。因此,本公开的电源供应器PSU将主要发热元件集中配置于第二侧边(即图2轴线X的上方)。因此,通过风扇FN也配置于第二侧边的方式,从而使得风扇FN可易于对第一开关桥臂SA1_M、整流开关SR1、SR2、功率开关S1~S4及整流桥臂SA_SR进行散热。
[0423] 具体而言,由于第一电路板CB1、第六电路板CB6及第七电路板CB7皆是垂直插设于第一主电路板CB_M1,因此通过电路设计的调整,可以使第一电路板CB1、第六电路板CB6及第七电路板CB7与风扇FN呈垂直配置,且各个电路板CB1、CB6、CB7呈平行配置。如此,即可使第二容置空间SA2位于轴线X上方的空间的形成风道,且各个电路板CB1、CB6、CB7平行于此风道。因此,可通过风扇FN引导气流至各个电路板CB1、CB6、CB7所形成的风道而对第一开关桥臂SA1_M、整流开关SR1、SR2及功率开关S1~S4及整流桥臂SA_SR散热。另外一方面,电源供应器PSU还可通过电路设计的调整,使各个电路板CB1、CB6、CB7保持交错排列,以提高风扇FN的散热效率。
[0424] 综上所述,本公开的电源供应器PSU由于无论是功因校正器PFC、隔离式转换模块CR_M及直流转换模块CR_DC,其皆是利用电源供应器PSU内部的上方空间来进行大电力的传输,而小电力的信号传输则是使用插接于第一主电路板CB_M1的电路板来进行。因此,可以使电源供应器PSU的大小电力完全分离。如此,即可充份利用有限空间,并减少路径上的寄生电感,使布线上容易达成上下层相叠磁通抵消原理,以在高频切换的条件下,抑制高频噪音而大幅度的减少噪音干扰。
[0425] 惟,以上所述,仅为本发明较佳具体实施例的详细说明与附图,惟本发明的特征并不局限于此,并非用以限制本发明,本发明的所有范围应以下述的申请权利要求为准,凡合于本发明申请权利要求的精神与其类似变化的实施例,皆应包括于本发明的范畴中,任何本领域技术人员在本发明的领域内,可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本案的权利要求。
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