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一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路
申请号	CN202410113924.6	申请日	2024-01-27	公开(公告)号	CN118017978A	公开(公告)日	2024-05-10
申请人	电子科技大学;			发明人	孙瑞泽; 潘慈; 王小明; 陈万军; 张波;
摘要	本发明属于高压脉冲技术领域，涉及一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路。本发明的电路包括Marx高压生成电路和GaN功率半导体开关的栅极自触发电路，特点第1个半导体开关由驱动电路导通后，第1个储能电容开始放电，第1个储能电容在放电的同时对第2个串联电路进行充电，使得第2个半导体开关的栅源电压开始增大直至超过阈值电压后导通，并以此类推，实现全部n个半导体开关的依次导通，从而实现储能电容的依次串联，并在负载电阻 RL端放电输出高电压脉冲。相比于传统技术中高压脉冲电路，本发明的电路采用新型宽禁带GaN功率半导体器件作为固态开关，器件栅极采用自触发方式能够有效减少驱动芯片数量同时避免多个驱动芯片间的一致性与同步性问题。
权利要求	1.一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其特征在于，包括n个半导体开关、n个储能电容、n个隔离二极管、n‑1个取能电容、n‑1个栅极阻尼电阻和负载电阻RL；其中全部半导体开关的输入端和全部储能电容的上极板连接电源端；第i个隔离二极管的阳极与第i个储能电容的下极板连接，第i个隔离二极管的阴极与第i个半导体开关的输出端、第i‑1个储能电容的下极板以及第i‑1个隔离二极管的阳极连接，1≤i≤n；第j个取能电容和第j个栅极阻尼电阻串联构成第j个串联电路，第j个串联电路中电容端连接第i个隔离二极管的阴极，第j个串联电路中电阻端连接第i+1个半导体开关的栅极，j＝i+1，第1个半导体开关的栅极连接驱动电路；负载电阻RL的一端连接第1个半导体开关的输出端，负载电阻RL的另一端连接第n个储能电容的下极板；全部半导体开关均采用宽禁带功率半导体器件GaN高电子迁移率晶体管。 2.根据权利要求1所述的一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其特征在于，第1个半导体开关由驱动电路导通后，第1个储能电容开始放电，第1个隔离二极管开始反向耐压，第1个储能电容在放电的同时对第2个串联电路进行充电，使得第2个半导体开关的栅源电压开始增大直至超过阈值电压后导通，并以此类推，实现全部n个半导体开关的依次导通，从而实现储能电容的依次串联，并在负载电阻RL端放电输出高电压脉冲。 3.根据权利要求1所述的一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其特征在于，所述电源端包括依次连接的直流电源、储能电感和充电电阻。 4.根据权利要求3所述的一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其特征在于，在每个储能电容与电源端之间均增加一个二极管，具体连接方式为第n个储能电容的上极板连接第1个二极管的阴极，第1个二极管的阳极连接充电电阻，第n‑1个储能电容的上极板连接第2个二极管的阴极，第2个二极管的阳极连接第1个二极管的阴极，其他二极管与储能电容的连接以此类推。
说明书全文	一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路技术领域 [0001] 本发明属于高压脉冲技术领域，涉及一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路。背景技术 [0002] 近年来，随着脉冲功率技术的快速发展，其应用场景越来越广泛。在国防、工业和生物医学等领域，脉冲功率技术已成为推动产业发展的重要驱动力。作为核心装置，高压脉冲电源需要具备高幅值和快前沿脉冲的输出能力。为了满足这些需求，采用全固态器件的Marx高压生成电路成为一种有效的解决方案，其中所有开关均采用半导体器件。这种电路结构不仅大大减小了开关的体积，还可以实现较高的稳定性和重复频率。随着功率半导体器件的发展和应用，高压高功率半导体器件为Marx高压生成电路性能带来了更多的提升空间。传统脉冲功率技术中的Marx高压生成电路常采用硅(Si)基雪崩三极管作为功率半导体开关，如图1所示。 [0003] 硅基功率开关器件接近性能极限，传统基于硅基开关的Marx高压生成电路性能提升遇到瓶颈。基于碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)材料的半导体开关器件凭借其优越的材料和器件性能有望在功率脉冲领域替代Si基功率开关器件。与Si和SiC材料相比，GaN材料具有最宽的禁带宽度(3.4eV)和较高的临界击穿电场(3.3MV/cm)。此外，GaN材料具有较小的自寄生电容，因此具有更短的开关时间、更快的开关速度和更低的系统损耗。这使得GaN高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)成为制造高频率、高压、高功率器件的理想材料，在实现系统小型化和高效率方面发挥着重要作用。在高频高压脉冲功率技术应用中，GaN HEMT具有极佳的应用前景。发明内容 [0004] 本发明的目的是针对上述问题，提出一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，有效降低高压脉冲产生电路的上升沿产生时间，相比于传统技术中的高压脉冲电路，本发明通过GaN开关栅极自触发方式能够实现更高的器件开关速度，进而实现具有更高脉冲前沿、更高重复频率的高压脉冲产生电路。 [0005] 本发明的技术方案： [0006] 一种基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，包括n个半导体开关、n个储能电容、n个隔离二极管、n‑1个取能电容、n‑1个栅极阻尼电阻和负载电阻RL；其中全部半导体开关的漏端和全部储能电容的上极板连接电源端；第i个隔离二极管的阳极与第i个储能电容的下极板连接，第i个隔离二极管的阴极与第i个半导体开关的源端、第i‑1个储能电容的下极板以及第i‑1个隔离二极管的阳极连接，1≤i≤n；第j个取能电容和第j个栅极阻尼电阻串联构成第j个串联电路，第j个串联电路中电容端连接第i个隔离二极管的阴极，第j个串联电路中电阻端连接第i+1个半导体开关的栅极，j＝i+1，第1个半导体开关的栅极连接驱动电路； [0007] 负载电阻RL的一端连接第1个半导体开关的输出端，负载电阻RL的另一端连接第n个储能电容的下极板； [0008] 全部半导体开关均采用宽禁带功率半导体器件GaN高电子迁移率晶体管。 [0009] 进一步的，第1个半导体开关由驱动电路导通后，第1个储能电容开始放电，第1个隔离二极管开始反向耐压，第1个储能电容在放电的同时对第2个串联电路进行充电，使得第2个半导体开关的栅源电压开始增大直至超过阈值电压后导通，并以此类推，实现全部n个半导体开关的依次导通，从而实现储能电容的依次串联，并在负载电阻RL端放电输出高电压脉冲。 [0010] 进一步的，所述电源端包括依次连接的直流电源、储能电感和充电电阻。 [0011] 进一步的，在每个储能电容与电源端之间均增加一个二极管Dak(1≤k≤n)，具体连接方式为第n个储能电容的上极板连接第1个二极管的阴极，第1个二极管的阳极连接充电电阻，第n‑1个储能电容的上极板连接第2个二极管的阴极，第2个二极管的阳极连接第1个二极管的阴极，其他二极管与储能电容的连接以此类推。 [0012] 本发明电路的工作方式为：直流电源VDC通过储能电感L0、电阻R0和二极管Da1向储能电容Cn(n≥1)进行充电。充电完成后，驱动电路驱动第一级GaN开关Q1导通，储能电容C1开始放电，隔离二极管D1开始反向耐压。储能电容C1在放电的同时对取能电容Ct2与栅极阻尼电阻R2串联的支路进行充电，第二级GaN开关Q2的栅源电压开始增大，当第二级GaN开关Q2的栅源电压大于器件的阈值电压时，第二级GaN开关Q2导通，实现所述的栅极自触发方式。最终全部半导体开关Qn(n≥1)依次导通，实现储能电容Cn(n≥1)串联并在负载端放电以输出高电压脉冲。 [0013] 本发明的有益成果：对比传统技术中高压脉冲电路，本发明的电路采用新型宽禁带GaN功率半导体器件作为固态开关，器件栅极采用自触发方式，能够有效减少驱动芯片数量并避免多个驱动芯片间的一致性与同步性问题，有利于电路紧凑化设计，并能够实现纳秒级上升沿的高压脉冲。附图说明 [0014] 图1为现有技术中的基于雪崩三极管的Marx高压脉冲产生电路示意图； [0015] 图2为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(n级)示意图； [0016] 图3为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二级)示意图； [0017] 图4为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二级)的能量储存阶段示意图； [0018] 图5为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二级)的脉冲输出阶段示意图；其中(a)图为第二级电容C2放电路径示意图；(b)图为第一级电容C1和第二级电容C2串联放电在负载产生高压输出脉冲示意图； [0019] 图6为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二级)的栅极自触发中隔离二极管和半导体开关栅源级电压的变化波形示意图； [0020] 图7为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二级)在不同直流电源VDC下产生的高压输出脉冲仿真波形图； [0021] 图8为本发明中采用的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路(二‑七级)在直流电源VDC为600V下产生的高压输出脉冲仿真波形图。具体实施方式 [0022] 下面结合附图对本发明的方案进行详细的描述。 [0023] 如图2所示为本发明的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其电路连接关系为：直流电源VDC通过储能电感L0、电阻R0和二极管Da1向储能电容Cn(n≥1)进行充电，隔离二极管Dak(1≤k≤n)起到正向导通的作用，使得完成n级储能电容的充电过程，完成电路的能量储存部分。当驱动芯片设定的脉冲信号驱动第一级GaN开关Q1导通，储能电容C1开始放电，隔离二极管D1开始反向耐压。储能电容C1在放电的同时对取能电容Ct2与电阻R2串联的支路进行充电，该取能电容Ct2和栅极电阻R2所在的串联支路与半导体开关Q2的栅极相连，第二级GaN开关Q2的栅源电压开始增大，当第二级GaN开关Q2的栅源电压大于器件的阈值电压时，器件导通，实现所述的栅极自触发方式。最终全部半导体开关Qn(n≥2)以此自触发的方式逐级导通，储能电容Cn(n≥2)串联放电，在负载端输出高电压脉冲。 [0024] 本发明提供的二级基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路，其工作原理如下： [0025] 如图3所示的电路结构中，电路工作分两个阶段，第一阶段为能量储存阶段，第二阶段为脉冲输出阶段。在能量储存阶段，电路工作状态示意图如图4所示，初始时刻半导体开关Q1、Q2为关断状态，直流电源VDC通过储能电感L0、电阻R0和二极管Da1对储能电容C1、C2充电，隔离二极管Da2起到正向导通的作用。当驱动电路触发半导体开关Q1后，Q1导通，第一级储能电容C1开始放电，形成C1‑Q1‑RL‑D2‑C1的放电回路，隔离二极管D1开始反向耐压，如图5(a)所示。第一级储能电容C1在向负载RL放电的同时，也给取能电容Ct2和栅极阻尼电阻R2所在的串联支路进行充电，该取能电容Ct2和栅极电阻R2所在的串联支路与半导体开关Q2的栅极相连，储能电容C2放电后，取能电容Ct2储能给半导体开关Q2的栅源两端充电，Ct2起到电荷储存的作用。当半导体开关Q2的栅源两端电压达到阈值电压时，半导体开关Q2导通，实现半导体开关Q2器件栅极自触发，第二级电容C2也参与放电路径当中，隔离二极管D2开始反向耐压，形成C2‑Q2‑C1‑Q1‑RL‑C2的放电回路，如图5(b)所示，能够在负载RL产生高输出脉冲。当第一级半导体开关Q1的驱动电路设定的脉冲宽度结束之后，控制第一级半导体开关Q1关断，储能电容C1随之退出脉冲放电行列。在半导体开关Q1关断之后，隔离二极管D1率先由反向阻断状态变为前向导通状态，且第二级半导体开关Q2的栅源两端电压也逐渐下降，当低于阈值电压之后，半导体开关Q2关断，储能电容C1随之退出脉冲放电行列，完成全部储能电容的放电过程，其过程中隔离二极管D1、D2和半导体开关Q1、Q2的栅源端电压的变化波形如图6所示。 [0026] 本发明中半导体开关Qn(n≥1)采用的为650V GaN增强型功率晶体管，图7为本发明中采用的二级基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路在不同直流电源VDC下产生的高压输出脉冲仿真波形图，可以看出，本发明中的二级基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路输出的电压脉冲上升沿时间小于5ns，且输出脉冲电压与理想电压输出转换比大于95％。本发明也对多级纳秒高压脉冲产生电路(二‑七级)进行仿真，如图8所示，可以看出，采用GaN功率器件作为半导体开关的高压脉冲产生电路在直流电源为600V下输出的电压脉冲前沿时间小于8ns，且输出脉冲电压与理想电压输出转换比大于95％。并且本发明中的基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路能够通过改变驱动电路的输入脉宽来改变高压输出脉冲电压的脉宽。因此，本发明中采用的GaN器件在高频高压功率开关应用场景下非常合适，在脉冲功率技术领域具有良好的应用前景。 [0027] 需要说明的是，本发明中，示意为二级基于GaN功率器件的高压脉冲产生电路只是为了便于叙述本发明电路原理而确定的个数，并非特指本发明中的电路级数，且本发明的说明书和权力要求书及上述附图中的术语“第一级”、“第二级”等是用于区别类似的对象，不能理解为对本发明的限制。

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