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一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路
申请号	CN202410048239.X	申请日	2024-01-11	公开(公告)号	CN117908611A	公开(公告)日	2024-04-19
申请人	电子科技大学;			发明人	罗萍; 黄经纬; 辛相文; 王浩; 龚正; 李成鑫; 王壮壮; 赵宏;
摘要	本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路，包括基极电流采样电路、电流运算电路。所述基极电流采样电路包括BJT采样电路与钳位电路，其输入端连接LDO的输出端VOUT，输出端连接电流运算电路的输入端，用于产生与LDO的BJT输入级基极电流相关的电流；电流运算电路换算得到与LDO的BJT输入级基极电流大小精确相等的补偿电流，并通过VCO端输出。本发明针对使用BJT输入级的低噪声LDO，提出了一种基极电流补偿电路，在不影响LDO噪声性能的同时，消除了的基极电流对基准电压的影响，提高了LDO 输出电压的精度。
权利要求	1.一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路，包括基极电流采样电路和电流运算电路，基极电流采样电路的输入端连接LDO的输出端VOUT，输出端连接电流运算电路的输入端；所述基极电流采样电路，包括BJT采样电路和钳位电路，其中，BJT采样电路与LDO的BJT输入级相匹配，钳位电路将BJT采样电路的输出端VB与VOUT钳位至同一电平，从而得到与BJT输入级基极电流成设定比例的精确电流；所述电流运算电路用于对基极电流采样电路输出的电流进行比例运算，得到与BJT输入级基极电流大小相等的补偿电流，电流运算电路的输出端VCO将得到的补偿电流输出到LDO中的基准电流源；所述的基极电流补偿电路包括第三电阻R3、第三三极管Q3、运算放大器AMP、第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9、第十MOS管M10、第二电流源IB2、第三电流源IB3、第四电流源IB4和第五电流源IB5；第三电阻R3的上端连接电源VDD，其下端连接第三三极管Q3的集电极；第三三极管Q3的基极连接运算放大器AMP的正相输入端、第三MOS管M3的漏极、第三电流源IB3的上端，第三三极管Q3的其发射极连接第二电流源IB2的上端；运算放大器AMP的反相输入端连接LDO输出端VOUT，运算放大器AMP的输出端连接第三MOS管M3的栅极；第一MOS管M1的栅极与漏极短接并连接第三MOS管M3的源极、第四MOS管M4的源极、第二MOS管M2的栅极，第一MOS管M1的源级连接电源VDD；第二MOS管M2的源极连接电源VDD，其漏极连接第五MOS管M5的源极、第六MOS管M6的源极；第四MOS管M4的栅极连接第五MOS管M5的栅极和漏极、第五电流源IB5的上端，第四MOS管M4的漏极连接第六MOS管M6的栅极、第四电流源IB4的上端；第六MOS管M6的漏极连接第七MOS管M7的栅极和漏极、第八MOS管M8的栅极；第七MOS管M7的源极连接地GND；第八MOS管M8的源极连接地GND，其漏极连接第九MOS管M9的栅极和漏极、第十MOS管M10的栅极；第九MOS管M9的源极连接电源VDD；第十MOS管M10的源极连接电源VDD，其漏极为基极电流补偿电路的输出端。
说明书全文	一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路技术领域 [0001] 本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路。背景技术 [0002] 随着工艺与制造技术的发展，芯片制造的特征尺寸的不断减小，在带来更快速度、更低供电电压的同时，也使得噪声对信号的影响变得更加显著。相较于开关式变换器，LDO具有体积小、成本低、输出纹波小和噪声低以及稳定性高等优点，因此已广泛应用于电子系统中。尤其在对噪声性能要求较高的应用，需要LDO自身的噪声足够低，从而提供一个较为干净的供电电压。 [0003] 在电源管理芯片，如LDO与开关式DC‑DC变换器，噪声主要来源于基准、误差放大器与反馈电阻网络。为了尽可能降低LDO的噪声，主要方法是采用单位增益负反馈、电流型基准、BJT输入级的误差放大器等，但由于BJT存在基极电流，该电流会从基准电流中抽取，使得产生的基准电压不准，从而降低了输出电压的精度。发明内容 [0004] 针对上述问题，本发明提出一种用于高精度、低噪声LDO的BJT输入级基极电流补偿电路，其目的在于解决低噪声LDO中BJT基极电流对输出精度的影响。 [0005] 为实现上述目的，本发明采用如下技术方案： [0006] 一种用于LDO的BJT输入级的基极电流补偿电路，包括基极电流采样电路、电流运算电路； [0007] 所述基极电流采样电路，包括BJT采样电路、钳位电路，其输入端连接LDO的输出端VOUT，输出端连接电流运算电路的输入端。其中，BJT采样电路与LDO的BJT输入级相匹配，钳位电路将BJT采样电路的VB端与VOUT钳位至同一电平，从而得到一股与BJT输入级基极电流成一定比例的精确电流； [0008] 所述电流运算电路用于对电流进行比例运算，得到与BJT输入级基极电流大小相等的补偿电流，并通过VCO端输出。 [0009] 本发明所述的基极电流补偿电路适用于使用BJT输入级、电流基准源的低噪声LDO，通过使用所述基极电流补偿电路可提高低噪声LDO电路的输出的精度。具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路包括基准电路、LDO主环路、基极电流补偿电路。 [0010] 所述的基准电路用于产生精准的基准电压VREF，包括基准电流源、片外的电阻RREF与电容CREF。基准源产生基准电流IB，并将该电流与基极补偿电流Ib进行叠加后得到IB+Ib的总输出电流。其中，Ib流入误差放大器的BJT输入级，用于对其输入管的基极电流补偿；IB流经片外的电阻RREF与电容CREF组成的RC滤波网络，产生基准电压VREF； [0011] 所述的LDO主环路用于产生低噪声的输出电压VOUT，包括误差放大器、缓冲级、功率管MPOWER、输出电容COUT、等效串联电阻RESR与负载ILOAD。其中误差放大器包括BJT输入级和增益级AMPEA。BJT输入级的输入一端通过单位增益负反馈的方式连接到输出端VOUT，另一端连接到基准电压VREF。增益级AMPEA提供较高的环路增益，以得到较高的输出精度与较好的电源抑制性能； [0012] 所述基极电流补偿电路用于产生BJT输入级的基极补偿电流Ib。基极电流补偿电路通过采样管得到与BJT放大器基极电流Ib成比例的1/k·Ib，并将包含1/k·Ib的电流通过电流运算电路进行比例运算，得到与BJT放大器基极电流相等的Ib，并通过VCO端输出至基准电流源，对基极电流进行补偿。 [0013] 所述BJT输入级电路包括第一电阻R1，第二电阻R2，第一三极管Q1，第二三极管Q2，第一电流源IB1；第一电阻R1的上端连接电源VDD，其下端连接第一三极管Q1的集电极、增益级AMPEA的反相输入端；第二电阻R2的上端连接电源VDD，其下端连接第二三极管Q2的集电极、增益级AMPEA的正相输入端；第一三极管Q1的基极连接输出电压端VOUT，其发射极连接第二三极管Q2的发射极、第一电流源IB1的上端；第二三极管Q2的基极连接基准电压端VREF；第一电流源IB1的下端连接地GND； [0014] 所述的基极电流补偿电路包括第三电阻R3，第三三极管Q3，运算放大器AMP，第一MOS管M1，第二MOS管M2，第三MOS管M3，第四MOS管M4，第五MOS管M5，第六MOS管M6，第七MOS管M7，第八MOS管M8，第九MOS管M9，第十MOS管M10，第二电流源IB2，第三电流源IB3，第四电流源IB4，第五电流源IB5；第三电阻R3的上端连接电源VDD，其下端连接第三三极管Q3的集电极；第三三极管Q3的基极连接运算放大器AMP的正相输入端、第三MOS管M3的漏极、第三电流源IB3的上端，其发射极连接第二电流源IB2的上端；运算放大器AMP的反相输入端连接LDO输出端VOUT，其输出端连接第三MOS管M3的栅极；第一MOS管M1的栅极与漏极短接并连接第三MOS管M3的源极、第四MOS管M4的源极、第二MOS管M2的栅极，其源级连接电源VDD；第二MOS管M2的源极连接电源VDD，其漏极连接第五MOS管M5的源极、第六MOS管M6的源极；第四MOS管M4的栅极连接第五MOS管M5的栅极和漏极、第五电流源IB5的上端，其漏极连接第六MOS管M6的栅极、第四电流源IB4的上端；第六MOS管M6的漏极连接第七MOS管M7的栅极和漏极、第八MOS管M8的栅极；第七MOS管M7的源极连接地GND；第八MOS管M8的源极连接地GND，其漏极连接第九MOS管M9的栅极和漏极、第十MOS管M10的栅极；第九MOS管M9的源极连接电源VDD；第十MOS管M10的源极连接电源VDD，其漏极连接基准电流源电路。 [0015] 本发明的有益效果为：本发明提出了一种用于高精度、低噪声LDO的BJT输入级基极电流补偿电路，针对采用了BJT输入级、电流源基准的低噪声LDO，在不影响其噪声性能的情况下，消除了BJT做输入对产生的基极电流对基准电压的影响，使得LDO输出电压的精度得到一定提升。附图说明 [0016] 图1为本发明提出的一种用于高精度、低噪声LDO的BJT输入级基极电流补偿电路的结构框图； [0017] 图2为本发明提出的一种具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路的系统框图； [0018] 图3为本发明提出的一种具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路的BJT输入级电路结构图； [0019] 图4为本发明提出的一种具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路的基极电流补偿电路结构图； [0020] 图5为本发明提出的一种具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路有无基极电流补偿电路的输出电压随BJT输入级偏置电流变化的比较图。具体实施方式 [0021] 如图1所示，本发明提出一种用于高精度、低噪声LDO的BJT输入级基极电流补偿电路，包括基极电流采样电路、电流运算电路。 [0022] 所述基极电流采样电路用于产生与BJT基极电流成一定比例的电流，包括BJT采样电路、钳位电路，其输入端连接LDO的输出端VOUT，输出端连接电流运算电路的输入端。其中，BJT采样电路与LDO的BJT输入级相匹配，钳位电路将BJT采样电路的VB端与VOUT钳位至同一电平，从而得到一股精确的与BJT输入级基极电流相关的电流。 [0023] 所述电流运算电路用于对电流进行比例运算，得到与BJT输入级基极电流大小相等的补偿电流，并通过VCO端输出； [0024] 如图2所示，本发明提出一种具有BJT输入级基极电流补偿的高精度、低噪声LDO电路，通过使用所述基极电流补偿电路来提高输出的精度。该LDO电路包括基准电路、LDO主环路、基极电流补偿电路。整体架构采取单位增益负反馈结构，没有使用反馈电阻，从而消除了传统LDO中分压电阻网络的噪声。 [0025] 其中，基准电路用于产生精准的基准电流IB，包括基准电流源、片外的电阻RREF与电容CREF。片外电阻电容构成的RC滤波网络可以滤除高频噪声，有效降低基准电路贡献的噪声。基准源产生基准电流IB后，与基极补偿电流Ib进行叠加，产生的电流IB+Ib一部分流入误差放大器的BJT基极，即BJT输入级的基极电流Ib，一部分流经片外的电阻RREF与电容CREF，产生的基准电压VREF，可以表示为VREF＝IB·RREF。 [0026] LDO主环路用于产生低噪声输出电压VOUT，包括误差放大器、缓冲级、功率管MPOWER、输出电容COUT、等效串联电阻RESR与负载ILOAD。其中，误差放大器采用BJT输入放大级，从而降低了误差放大器贡献的噪声，得到较低的等效输出电压噪声。BJT输入级的下一级放大器提供高环路增益，用于得到较高的电源抑制比并提高输出电压的精度。缓冲级用于将误差放大器输出极点分裂为较高频的极点，提高环路的稳定性。 [0027] 本发明所述的基极电流补偿电路适用于使用BJT输入级、电流基准源的低噪声LDO，这种结构的LDO有较好的噪声性能，但由于BJT输入级的偏置电流通常较大，其基极电流也较大，因而会对基准电压大小造成一定的影响。本发明提出的基极电流补偿电路可以解决上述问题，从而提高了输出电压的精度。下面分别描述各个模块的电路结构与连接关系。 [0028] 图3给出了BJT输入级电路的一种实现形式。所述BJT输入级电路包括第一电阻R1，第二电阻R2，第一三极管Q1，第二三极管Q2，第一电流源IB1；第一电阻R1的上端连接电源VDD，其下端连接第一三极管Q1的集电极、增益级AMPEA的反相输入端；第二电阻R2的上端连接电源VDD，其下端连接第二三极管Q2的集电极、增益级AMPEA的正相输入端；第一三极管Q1的基极连接输出电压端VOUT，其发射极连接第二三极管Q2的发射极、第一电流源IB1的正端；第二三极管Q2的基极连接基准电压端VREF；其中，Q1、Q2的电流放大系数为β，其基极电流Ib可以表示为：Ib1＝Ib2＝Ib＝1/β·IB1。电流源IB1的电流大小可以表示为：IB1＝IBIAS。当偏置电流较大，或者三极管的电流放大系数较小时，都会导致基极电流较大。在这种情况下，尤其需要对基极电流的补偿。 [0029] 图4给出了基极电流补偿电路的一种实现形式。所述的基极电流补偿电路包括第三电阻R3，第三三极管Q3，运算放大器AMP，第一MOS管M1，第二MOS管M2，第三MOS管M3，第四MOS管M4，第五MOS管M5，第六MOS管M6，第七MOS管M7，第八MOS管M8，第九MOS管M9，第十MOS管M10，第二电流源IB2，第三电流源IB3，第四电流源IB4，第五电流源IB5；第三电阻R3的上端连接电源VDD，其下端连接第三三极管Q3的集电极；第三三极管Q3的基极连接运算放大器AMP的正相输入端、第三MOS管M3的漏极、第三电流源IB3的上端，其发射极连接第二电流源IB2的上端；运算放大器AMP的反相输入端连接LDO输出端VOUT，其输出端连接第三MOS管M3的栅极；第一MOS管M1的栅极与漏极短接并连接第三MOS管M3的源极、第四MOS管M4的源极、第二MOS管M2的栅极，其源级连接电源VDD；第二MOS管M2的源极连接电源VDD，其漏极连接第五MOS管M5的源极、第六MOS管M6的源极；第四MOS管M4的栅极连接第五MOS管M5的栅极和漏极、第五电流源IB5的上端，其漏极连接第六MOS管M6的栅极、第四电流源IB4的上端；第六MOS管M6的漏极连接第七MOS管M7的栅极和漏极、第八MOS管M8的栅极；第七MOS管M7的源极连接地GND；第八MOS管M8的源极连接地GND，其漏极连接第九MOS管M9的栅极和漏极、第十MOS管M10的栅极；第九MOS管M9的源极连接电源VDD；第十MOS管M10的源极连接电源VDD，其漏极连接基准电流源电路； [0030] 其中，三极管Q3与BJT放大级的三极管Q1、Q2相匹配，电阻R3与电阻R1、R2相匹配，电流源IB2与电流源IB1相匹配。三极管Q1、Q2、Q3的电流放大系数为β，发射结面积尺寸的比例为k：k：1；电阻R1、R2、R3的阻值比例为1：1：k；电流源IB1、IB2的电流比例为2k：1。运算放大器AMP与MOS管M3构成单位增益负反馈环路，将三极管Q1的基极电位钳位至输出电压VOUT，即三极管Q1、Q2的基极电位。于是，三极管Q1、Q2、Q3的基极、发射极、集电极电位分别相等。其中，三极管Q3的基极电流大小可以表示为：Ib3＝1/β·IB2＝1/β·1/k·IB1＝1/k·Ib。MOS管M1与M2构成电流镜，流经MOS管M2、M3的电流可以表示为：IM1＝IM2＝Ib3+IB3+IB4。MOS管M4、M5、M6组成负反馈环路，该环路将M4、M5的源极电位钳位，使得流过MOS管M1、M2的电流更加精确。其中，MOS管M4、M5的宽长比的比例为1:2，电流源IB3、IB4、IB5的电流比例为1:1:2。于是，流经MOS管的M6的电流可以表示为：IM6＝IM2‑IM5＝Ib3+IB3+IB4‑IB5＝Ib3＝1/k·Ib。该电流大小与BJT放大级的基极电流大小相等，将该电流送入基准电流源电路中从而实现基极电流补偿。 [0031] 图5给出了有无基极电流补偿电路下高精度、低噪声LDO输出电压随BJT输入级偏置电流变化的仿真结果。该图只代表某一种仿真条件下的仿真结果，本专利提出的结构在更改仿真条件和电路参数的情况下依然能起到相应效果，所以更改仿真条件和电路参数仍然在本发明的保护范围之内。 [0032] 综上所述，本发明提出了一种用于高精度、低噪声LDO的BJT输入级基极电流补偿电路，针对采用了BJT输入级、电流源基准的低噪声LDO，在不影响其噪声性能的情况下，消除了BJT做输入对产生的基极电流对基准电压的影响，使得LDO输出电压的精度得到一定提升。

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