锁相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质 |
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申请号 | CN202410118877.4 | 申请日 | 2024-01-29 | 公开(公告)号 | CN117826570A | 公开(公告)日 | 2024-04-05 |
申请人 | 北京航空航天大学; | 发明人 | 宋伟; 施闯; 郑福; | ||||
摘要 | 本 发明 公开一种 锁 相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质,首先,在接收北斗差分精密时间传递解算的钟差参数后,通过分析和处理这些参数,可以对时钟漂移和偏差等状态的准确估计。然后,根据估计的时钟状态,调控器生成相应的控制量,这些控制量被转换成 电压 量应用于恒温晶振OCXO,实现对晶振的 频率 调节。因此,时钟精密调控器可以实现对时钟频率的精确控制,使其与DPT所引入的参考时间保持一致。经过调控后的时钟状态将在下一个历元的北斗差分精密时间传递解中得到体现,实现闭环控制,最终输出与参考时钟一致的高 精度 时间和频率 信号 。 | ||||||
权利要求 | 1.一种锁相环百皮秒级时钟调控方法,其特征在于,所述方法包括: |
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说明书全文 | 锁相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质技术领域[0001] 本发明涉及全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System,GNSS)高精度时钟调控与时频同步技术领域,特别是涉及一种锁相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质。 背景技术[0002] 时钟的调控一般包括调相和调频两种方式。调相是指直接跳变本地时钟的相位到预设的相位值,但频繁的调相会导致时钟输出信号的相位不连续,并引起频率突变,降低时钟的稳定度。相比之下,调频通过缓慢改变时钟输出信号的频率,避免了相位跳变,确保时钟相位的稳定性。根据调相和调频对时钟的影响,通常在晶振时钟刚刚上电时,晶振时钟与时间参考之间存在较大的钟差。因此,可以采用相位粗调的方式快速将时钟差收敛,使本地时钟的相位接近参考信号。而在钟差较小的情况下,则采用频率精细调整的方法,使钟差相位缓慢收敛,同时尽可能少地破坏时钟自身的频率稳定性。这种调控策略可以平衡时钟的精度和稳定性要求。 [0003] 北斗卫星导航系统具有全天候全频段对全球进行定位导航授时服务能力。在授时领域,利用北斗接收机进行授时具有精度高、成本低和稳定等特点,授时接收机将在授时领域得到越来越广泛的运用。当北斗授时接收机在高精度时频应用时,需要利用时钟调控模型对晶振进行精准控制。北斗授时接收机进行单向授时,其精度取决于卫星星历产品的精度。对于伪距单点定位技术,利用广播星历解算的接收机钟差的精度约为20纳秒。因此,现有实现精准授时的方式存在有以下缺陷:振时钟调控时对实时精密轨道和钟差产品具有很强的依赖性,采用北斗共广播星历调控OCXO晶体振荡器精度差。 发明内容[0004] 提供了本发明以解决现有技术中存在的上述问题。因此,需要一种锁相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质,结合载波相位观测的精密单点定位技术,利用精密卫星轨道和钟差解算的接收机钟差的精度在0.2纳秒左右。在高精度数据处理中,通过载波相位差分观测不仅可消除星历残差和大气残差等误差,而且恢复了双差整周模糊度的整数特性,可以快速实现百皮秒级的时频服务。利用载波相位差分时间传递,接收机从网络端接收参考站的观测值信息,避免了依赖精密卫星轨道和钟差产品的缺点。 [0005] 根据本发明的第一方案,提供了一种锁相环百皮秒级时钟调控方法,所述方法包括: [0006] 根据振荡器时钟的历元间接收机钟差得到: [0007] [0008] 式中,“[·]”表示四舍五入取整,y(i)表示历元i的时钟调控量,tepoch表示相邻历元之间的时间间隔,z为压控晶体振荡器的最小数字调节量,初始化期间,DPT时间传递估计的接收机钟差表示为: [0009] dtr(i)=ttran (i)+dtr′(i) (2)[0010] 其中,dtr(i)是初始化期间估计的接收机钟差,ttran(i)是DPT初始化期间的误差,dtr′(i)是接收机钟差; [0011] 在第一次估计接收机钟差之后,接收机晶体振荡器通过频率控制进行调整,在振荡过程中增加一个预期的时间长度T0,通过设置频率补偿的预期时间长度T0来获得接收机的预期钟差变化量,计算如式(3)所示: [0012] [0013] 对应的时钟调控量为: [0014] [0015] 在本地晶体振荡器实时控制的过程中,对每个历元进行迭代计算,以确保DPT收敛后的晶振时钟利用式(4)锁定时频参考; [0017] fA=f0±Δf (5)[0018] 其中f0为OCXO晶振的标称频率值;±Δf为OCXO晶振的实际工作频率与标称频率偏差的可调节的上下界; [0019] 估计最小频率偏差的调节值为: [0020] [0021] 式中,Vmax为可调节的最大电压值,Vmin为可调节的最小电压值,V为可调节电压区间,fmax为可调节的最大频率值,fmin为可调节的最小频率值,通过式(6)可实现频率偏差向电压调节量的转换。 [0022] 进一步地,所述方法还包括: [0023] 通过如下公式计算稳态相差: [0024] [0025] 其中 为稳态相差,E(s)为误差传递函数,θi(s)为输入信号; [0026] 二阶环由一个积分器和一个常数项组成,即 [0027] [0028] 式中,τ1表示积分器的系数,τ2表示常数项的系数; [0029] 环路传递函数H(s)和误差传递函数E(s)分别表示为: [0030] [0031] [0033] 将式(8)和(9)中分母写成归一表达,得到: [0034] [0035] 式中ωn表示环路的特征频率,ζ表示阻尼系数;通过式(10),环路的传递函数H(s)和误差传递函数E(s)表示为: [0036] [0038] So(f)=Sref(f)+SDAC(f)+SOCXO(f) (12)[0039] 其中,Sref(f)和SOCXO(f)分别表示为精密时间传递噪声功率谱密度和振荡器自由振荡功率谱密度,SDAC(f)表示为数模转换模块引入的相位抖动噪声功率谱密度,通过数模转换量化噪声建模,实现二阶锁相环路参数的确定; [0040] 根据对输入噪声的抑制效果确定阻尼系数ζ; [0041] 根据总输出相位方差确定特征频率ωn。 [0042] 进一步地,确定的阻尼系数ζ=0.707。 [0043] 进一步地,根据总输出相位方差确定特征频率ωn,包括: [0044] 基于系统总输出相位方差最小原则,确定二阶锁相环的等效噪声带宽Bn为: [0045] [0046] 将带宽Bn取为交点频率fc,通过式(14)获得特征频率ωn: [0047] [0048] 根据本发明的第二技术方案,提供一种锁相环百皮秒级时钟调控装置,所述装置包括时钟精密调控模块,所述时钟精密调控模块被配置为: [0049] 根据振荡器时钟的历元间接收机钟差得到: [0050] [0051] 式中,“[·]”表示四舍五入取整,y(i)表示历元i的时钟调控量,tepoch表示相邻历元之间的时间间隔,z为压控晶体振荡器的最小数字调节量,初始化期间,DPT时间传递估计的接收机钟差表示为: [0052] dtr(i)=ttran (i)+dtr′(i) (2)[0053] 其中,dtr(i)是初始化期间估计的接收机钟差,ttran(i)是DPT初始化期间的误差,dtr′(i)是接收机钟差; [0054] 在第一次估计接收机钟差之后,接收机晶体振荡器通过频率控制进行调整,在振荡过程中增加一个预期的时间长度T0,通过设置频率补偿的预期时间长度T0来获得接收机的预期钟差变化量,计算如式(3)所示: [0055] [0056] 对应的时钟调控量为: [0057] [0058] 在本地晶体振荡器实时控制的过程中,对每个历元进行迭代计算,以确保DPT收敛后的晶振时钟利用式(4)锁定时频参考; [0059] 获取参考时间与被控晶振的频率偏差,利用数模转换器将数字量频率偏差转换成对应的电压调节值,并利用所述电压调节值对晶振进行实时调整,频率调节范围为: [0060] fA=f0±Δf (5)[0061] 其中f0为OCXO晶振的标称频率值;±Δf为OCXO晶振的实际工作频率与标称频率偏差的可调节的上下界; [0062] 估计最小频率偏差的调节值为: [0063] [0064] 式中,Vmax为可调节的最大电压值,Vmin为可调节的最小电压值,V为可调节电压区间,fmax为可调节的最大频率值,fmin为可调节的最小频率值,通过式(6)可实现频率偏差向电压调节量的转换。 [0065] 进一步地,所述装置还包括晶振时钟调控模块,所述晶振时钟调控模块被配置为: [0066] 通过如下公式计算稳态相差: [0067] [0068] 其中 为稳态相差,E(s)为误差传递函数,θi(s)为输入信号; [0069] 二阶环由一个积分器和一个常数项组成,即 [0070] [0071] 式中,τ1表示积分器的系数,τ2表示常数项的系数; [0072] 环路传递函数H(s)和误差传递函数E(s)分别表示为: [0073] [0074] [0075] 式中,K1表示二阶锁相环电路中的数模转换器的系数,K2表示二阶锁相环电路中的ocxo的系数,s表示自动控制原理里的拉普拉斯变换的变量; [0076] 将式(8)和(9)中分母写成归一表达,得到: [0077] [0078] 式中ωn表示环路的特征频率,ζ表示阻尼系数;通过式(10),环路的传递函数H(s)和误差传递函数E(s)表示为: [0079] [0080] 根据各项噪声的叠加,二阶锁相环的输出噪声的功率谱密度So(f)表示为: [0081] So(f)=Sref(f)+SDAC(f)+SOCXO(f) (12)[0082] 其中,Sref(f)和SOCXO(f)分别表示为精密时间传递噪声功率谱密度和振荡器自由振荡功率谱密度,SDAC(f)表示为数模转换模块引入的相位抖动噪声功率谱密度,通过数模转换量化噪声建模,实现二阶锁相环路参数的确定; [0083] 根据对输入噪声的抑制效果确定阻尼系数ζ; [0084] 根据总输出相位方差确定特征频率ωn。 [0085] 进一步地,确定的阻尼系数ζ=0.707。 [0086] 进一步地,所述晶振时钟调控模块被进一步配置为: [0087] 基于系统总输出相位方差最小原则,确定二阶锁相环的等效噪声带宽Bn为: [0088] [0089] 将带宽Bn取为交点频率fc,通过式(14)获得特征频率ωn: [0090] [0092] 根据本发明的第四技术方案,提供一种存储有指令的非暂时性计算机可读存储介质,当所述指令由处理器执行时,执行如上所述的方法。 [0093] 根据本发明各个方案的锁相环百皮秒级时钟调控方法、装置及系统和存储介质,其至少具有以下技术效果: [0094] (1)本发明具有良好的可用性:利用载波相位单差时间传递可以精准传递高精度时频参考源,从而大大减弱了时间传递引入的误差对时钟调控的影响。 [0095] (2)实时性:本方法可以在时间同步/授时接收机内进行实时精准晶振时钟调控,并且能在终端实时复现出与参考时钟一致的时间和频率结果。 [0096] (3)可扩展性强:本方法可以满足不同长度基线场景下的百皮秒级别的时频同步,成本低,机动性强。 [0098] 在不一定按比例绘制的附图中,相同的附图标记可以在不同的视图中描述相似的部件。具有字母后缀或不同字母后缀的相同附图标记可以表示相似部件的不同实例。附图大体上通过举例而不是限制的方式示出各种实施例,并且与说明书以及权利要求书一起用于对所发明的实施例进行说明。在适当的时候,在所有附图中使用相同的附图标记指代同一或相似的部分。这样的实施例是例证性的,而并非旨在作为本装置或方法的穷尽或排他实施例。 [0099] 图1示出了根据本发明实施例的基于DPT时间传递的时钟精密调控结构框图。 [0100] 图2示出了根据本发明实施例的二阶锁相环OCXO晶振时钟调控电路原理图。 [0101] 图3示出了根据本发明实施例的一种锁相环百皮秒级时钟调控装置的结构图。 [0102] 图4示出了根据本发明实施例的一种锁相环百皮秒级时钟调控装置的另一结构图。 具体实施方式[0103] 为使本领域技术人员更好的理解本发明的技术方案,下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。下面结合附图和具体实施例对本发明的实施例作进一步详细描述,但不作为对本发明的限定。本文中所描述的各个步骤,如果彼此之间没有前后关系的必要性,则本文中作为示例对其进行描述的次序不应视为限制,本领域技术人员应知道可以对其进行顺序调整,只要不破坏其彼此之间的逻辑性导致整个流程无法实现即可。 [0104] 技术术语解释: [0105] DPT:英文全称为:Differential Precise Time transfer,表示北斗差分精密时间传递。 [0106] DAC:数模转换。 [0107] OCXO:英文全称为:Oven Controlled Crystal Oscillator;恒温晶体振荡器简称恒温晶振。 [0108] 本发明实施例提供一种锁相环百皮秒级时钟调控方法,该方法可以实现时钟的精密调控时钟的精密调控是实现高精度时频同步的关键。恒温晶振OCXO具有较高的短期稳定度,而北斗差分精密时间传递可以提供较高的长期稳定度。通过将二者结合,可以实现时间同步终端的时频输出在短期和长期都具备较高的稳定度。 [0109] 基于北斗差分精密时间传递(Differential Precise Time transfer,DPT)的时钟精密调控结构图如图1所示,时钟精密调控器作为关键的一环,在接收北斗差分精密时间传递解算的钟差参数后,通过分析和处理这些参数,可以对时钟漂移和偏差等状态的准确估计。然后,根据估计的时钟状态,调控器生成相应的控制量,这些控制量被转换成电压量应用于恒温晶振OCXO,实现对晶振的频率调节。因此,时钟精密调控器可以实现对时钟频率的精确控制,使其与DPT所引入的参考时间保持一致。经过调控后的时钟状态将在下一个历元的北斗差分精密时间传递解中得到体现,实现闭环控制,最终输出与参考时钟一致的高精度时间和频率信号。 [0110] 在DPT时频传递实时传递参考时间信息的情况下,利用当前时钟的钟差值以及相对频率偏差计算时钟调控的调控量。同时,为了保证钟差较小时不会出现过度调整,而且在钟差较大时能够快速收敛。通过精密时间传递估计接收机钟差后,根据振荡器时钟的历元间接收机钟差得到 [0111] [0112] 式中,“[·]”表示四舍五入取整,y(i)表示历元i的时钟调控量,tepoch表示相邻历元之间的时间间隔,z为压控晶体振荡器的最小数字调节量。初始化期间,DPT时间传递估计的接收机钟差由下式两项组成 [0113] dtr(i)=ttran (i)+dtr′(i) (2)[0114] 其中,dtr(i)是初始化期间估计的接收机钟差,ttran(i)是DPT初始化期间的误差,dtr′(i)是接收机钟差,式(2)右侧的两项不能分离。在第一个历元时,DPT估计的接收机钟差可能存在较大的偏差值dtr(0),该值是参考时钟和接收机振荡器时钟之间的粗略时差。在第一次估计接收机钟差之后,接收机晶体振荡器通过频率控制进行调整。事实上,直接一次约束振荡器通常会导致过大的本地时钟抖动和发散。为了使晶体振荡器更好地锁定参考时间,需要确保接收机钟差和钟差变化量稳定在0附近,即晶振时钟时间和时频参考源时间保持一致。因此,在振荡过程中增加了一个预期的时间长度T0。因此,也可以通过设置频率补偿的预期时间长度T0来获得接收机的预期钟差变化量,计算如式(3)所示[0115] [0116] 对应的时钟调控量为 [0117] [0118] 在本地晶体振荡器实时控制的过程中,对每个历元进行迭代计算,以确保DPT收敛后的晶振时钟利用式(4)锁定时频参考。此外,式(2)的ttran(i)在DPT收敛之后趋于0,此时接收机钟差已经被精确估计。 [0119] 在得到参考时间与被控晶振的频率偏差后,利用数模转换器DAC将数字量频率偏差转换成对应的电压调节值,并利用该电压调节值对晶振进行实时调整。在OCXO晶振实际工作过程中,其频率调节范围为 [0120] fA=f0±Δf (5)[0121] 其中f0为OCXO晶振的标称频率值;±Δf为OCXO晶振的实际工作频率与标称频率偏差的可调节的上下界。DAC主要完成频率偏差的数模转换,得到恒温晶振模拟控制电压,其数模变换的精度直接影响控制精度。本发明的DAC电压控制位为16位,对应输出电压为0~5V,下式给出OCXO晶振时钟的控制电压与晶振时钟输出频率的关系,估计最小频率偏差的调节值为 [0122] [0123] 式中,Vmax为可调节的最大电压值,Vmin为可调节的最小电压值,V为可调节电压区间,fmax为可调节的最大频率值,fmin为可调节的最小频率值。通过式(6)可实现频率偏差向电压调节量的转换。 [0124] 在一些实施例中,结合前面经详细介绍时钟频率调控过程,在此基础上,本实施例通过二阶锁相环进行时钟驯服,具体方法如下: [0125] 在锁相环时钟控制中,常见的三种输入信号θi分别为相位阶跃、频率阶跃和频率斜升。假设原有相位表示为ω0t,相位阶跃输入是在原有的相位的基础上突然增加了一个θ0量,相位变为ω0t+θ0,其频率保持不变。频率阶跃输入是在原有相位的基础上增加了Δ ωt,相位变为ω0t+Δωt,其实是频率突变了Δω。频率斜升输入是在原有的频率基础上增加了一个频率的加速度分量α,相位变为 环路滤波器的设计对锁相环的性能影响重大,其设计参数选择会直接影响锁相环的稳定性、追踪能力和抑制噪声的能力。在锁相环路控制中,通常利用稳态响应评估进入稳定跟踪后锁相环对于输入信号的跟踪能力,是否有稳定偏差等。对于稳态响应分析可以直接利用拉普拉斯终值定理对进行计算: [0126] [0127] 其中 为稳态相差,E(s)为误差传递函数。当稳态相差 为0时,环路可以对输入信号进行跟踪锁定,反之可能出现稳定的偏差甚至失锁。此时,二阶锁相环的电路原理如图2所示,二阶环由一个积分器和一个常数项组成,即 [0128] [0129] 式中,τ1表示积分器的系数,τ2表示常数项的系数。 [0130] 可以得到环路传递函数H(s)和误差传递函数E(s)分别为 [0131] [0132] [0133] 式中,K1表示二阶锁相环电路中的数模转换器的系数,K2表示二阶锁相环电路中的ocxo的系数,s表示自动控制原理里的拉普拉斯变换的变量。 [0135] [0136] 上式中ωn表示的是环路的特征频率,其物理意义在于对θi(t)的变化,二阶锁相环的输出即θ1(t)会产生暂态响应,其表现形式类似阻尼振荡,而该阻尼振荡的角频率就是ωn,相应的阻尼系数就是ζ。由控制理论可知,当ζ很小时,该暂态响应需要经过很大的过冲才会到达稳态,即欠阻尼;而当ζ很大时,因为系统阻尼过大,虽然不会有过冲,但系统需要[106]较长的时间才能到达稳态即过阻尼 。通过式(10),环路的传递函数H(s)和误差传递函数E(s)可写为 [0137] [0138] 在锁相环的设计中,一种常见的做法是通过直接测量输入信号和压控晶振信号的相位噪声功率谱的交点来确定环路带宽的设定值,从而实现更优的输出相位噪声性能。将环路带宽直接设定为功率谱的交点频率并不能保证获得最佳的相位噪声性能。根据各项噪声的叠加,二阶锁相环的输出噪声的功率谱密度So(f)如下。 [0139] So(f)=Sref(f)+SDAC(f)+SOCXO(f) (12) [0140] 其中,Sref(f)和SOCXO(f)分别表示为精密时间传递噪声(包括参考时钟的相位抖动噪声)功率谱密度和振荡器自由振荡功率谱密度,SDAC(f)表示为DAC模块引入的相位抖动噪声功率谱密度,通过DAC量化噪声精确建模,实现二阶锁相环路参数的精确确定。 [0141] 根据式(11)可以发现,阻尼系数ζ和特征频率ωn是二阶锁相环中最重要的两个参数,环路的各项性能均与环路参数ζ、ωn密切相关。阻尼系数决定了跟踪环路对外在输入的变化进行调整的速度,最典型的就是当输入为单位阶跃激励时,时钟相位的调控幅度是否能够及时跟上输入钟差相位的变化,即单位阶跃激励时的环路暂态响应。 [0142] 首先,当ζ=0.707时,抑制输入噪声为最佳。对于特征频率ωn的确定,采用系统总输出相位方差最小原则。二阶锁相环的等效噪声带宽Bn为 [0143] [0144] 根据DPT时间传递噪声(包括参考时钟的相位抖动噪声)、晶振自由振荡的抖动噪声和DAC相位抖动噪声分析对应的功率谱密度。将带宽Bn取为交点频率fc,通过下式获得特征频率ωn [0145] [0146] 本发明实施例还提供一种锁相环百皮秒级时钟调控装置,如图3所示,所述装置300包括时钟精密调控模块301,所述时钟精密调控模块301被配置为: [0147] 根据振荡器时钟的历元间接收机钟差得到: [0148] [0149] 式中,“[·]”表示四舍五入取整,y(i)表示历元i的时钟调控量,tepoch表示相邻历元之间的时间间隔,z为压控晶体振荡器的最小数字调节量,初始化期间,DPT时间传递估计的接收机钟差表示为: [0150] dtr(i)=ttran (i)+dtr′(i) (2)[0151] 其中,dtr(i)是初始化期间估计的接收机钟差,ttran(i)是DPT初始化期间的误差,dtr′(i)是接收机钟差; [0152] 在第一次估计接收机钟差之后,接收机晶体振荡器通过频率控制进行调整,在振荡过程中增加一个预期的时间长度T0,通过设置频率补偿的预期时间长度T0来获得接收机的预期钟差变化量,计算如式(3)所示: [0153] [0154] 对应的时钟调控量为: [0155] [0156] 在本地晶体振荡器实时控制的过程中,对每个历元进行迭代计算,以确保DPT收敛后的晶振时钟利用式(4)锁定时频参考; [0157] 获取参考时间与被控晶振的频率偏差,利用数模转换器将数字量频率偏差转换成对应的电压调节值,并利用所述电压调节值对晶振进行实时调整,频率调节范围为: [0158] fA=f0±Δf (5) [0159] 其中f0为OCXO晶振的标称频率值;±Δf为OCXO晶振的实际工作频率与标称频率偏差的可调节的上下界; [0160] 估计最小频率偏差的调节值为: [0161] [0162] 式中,Vmax为可调节的最大电压值,Vmin为可调节的最小电压值,V为可调节电压区间,fmax为可调节的最大频率值,fmin为可调节的最小频率值,通过式(6)可实现频率偏差向电压调节量的转换。 [0163] 在一些实施例中,如图4所示,所述装置还包括晶振时钟调控模块302,所述晶振时钟调控模块302被配置为: [0164] 通过如下公式计算稳态相差: [0165] [0166] 其中 为稳态相差,E(s)为误差传递函数,θi(s)为输入信号; [0167] 二阶环由一个积分器和一个常数项组成,即 [0168] [0169] 式中,τ1表示积分器的系数,τ2表示常数项的系数; [0170] 环路传递函数H(s)和误差传递函数E(s)分别表示为: [0171] [0172] [0173] 式中,K1表示二阶锁相环电路中的数模转换器的系数,K2表示二阶锁相环电路中的ocxo的系数,s表示自动控制原理里的拉普拉斯变换的变量; [0174] 将式(8)和(9)中分母写成归一表达,得到: [0175] [0176] 式中ωn表示环路的特征频率,ζ表示阻尼系数;通过式(10),环路的传递函数H(s)和误差传递函数E(s)表示为: [0177] [0178] 根据各项噪声的叠加,二阶锁相环的输出噪声的功率谱密度So(f)表示为: [0179] So(f)=Sref(f)+SDAC(f)+SOCXO(f) (12)[0180] 其中,Sref(f)和SOCXO(f)分别表示为精密时间传递噪声功率谱密度和振荡器自由振荡功率谱密度,SDAC(f)表示为数模转换模块引入的相位抖动噪声功率谱密度,通过数模转换量化噪声建模,实现二阶锁相环路参数的确定; [0181] 根据对输入噪声的抑制效果确定阻尼系数ζ; [0182] 根据总输出相位方差确定特征频率ωn。 [0183] 进一步地,确定的阻尼系数ζ=0.707。 [0184] 进一步地,所述晶振时钟调控模块302被进一步配置为: [0185] 基于系统总输出相位方差最小原则,确定二阶锁相环的等效噪声带宽Bn为: [0186] [0187] 将带宽Bn取为交点频率fc,通过式(14)获得特征频率ωn: [0188] [0189] 需要说明的是,本实施例所述的装置在先阐述的方法属于同一技术构思,其能起到相同的技术效果,此处不赘述。 [0190] 此外,尽管已经在本文中描述了示例性实施例,其范围包括任何和所有基于本发明的具有等同元件、修改、省略、组合(例如,各种实施例交叉的方案)、改编或改变的实施例。权利要求书中的元件将被基于权利要求中采用的语言宽泛地解释,并不限于在本说明书中或本申请的实施期间所描述的示例,其示例将被解释为非排他性的。因此,本说明书和示例旨在仅被认为是示例,真正的范围和精神由以下权利要求以及其等同物的全部范围所指示。 [0191] 以上描述旨在是说明性的而不是限制性的。例如,上述示例(或其一个或更多方案)可以彼此组合使用。例如本领域普通技术人员在阅读上述描述时可以使用其它实施例。另外,在上述具体实施方式中,各种特征可以被分组在一起以简单化本发明。这不应解释为一种不要求保护的发明的特征对于任一权利要求是必要的意图。相反,本发明的主题可以少于特定的发明的实施例的全部特征。从而,以下权利要求书作为示例或实施例在此并入具体实施方式中,其中每个权利要求独立地作为单独的实施例,并且考虑这些实施例可以以各种组合或排列彼此组合。本发明的范围应参照所附权利要求以及这些权利要求赋权的等同形式的全部范围来确定。 |