全数字相回路及其校正方法

申请号 CN202110869536.7 申请日 2021-07-30 公开(公告)号 CN115694476A 公开(公告)日 2023-02-03
申请人 瑞昱半导体股份有限公司; 发明人 杨育哲;
摘要 本公开涉及全数字 锁 相回路及其校正方法。一种全数字锁相回路(all‑digital phase‑locked loop,ADPLL),包含:数字控制 振荡器 (digitally controlled oscillator,DCO),用来依据 频率 控制 信号 产生 时钟信号 ;时间‑数字转换器(time‑to‑digital converter,TDC),耦接至该数字控制振荡器,用来依据该时钟信号与参考信号之间的 相位 差产生数字 输出信号 ;以及归一化(normalization) 电路 ,耦接至该时间‑数字转换器,用来依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;其中该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。
权利要求

1.一种全数字相回路,包含:
数字控制振荡器,用来依据频率控制信号产生时钟信号
时间‑数字转换器,耦接至该数字控制振荡器,用来依据该时钟信号与参考信号之间的相位差产生数字输出信号;以及
归一化电路,耦接至该时间‑数字转换器,用来依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;
其中该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。
2.如权利要求1所述的全数字锁相回路,其中该些候选增益参数是该归一化电路依据先前的多个该相位差数值以及先前的多个该数字输出信号而产生。
3.如权利要求2所述的全数字锁相回路,其中该归一化电路分别依据该些相位差数值其中之一与该些数字输出信号其中之一的乘积产生该些候选增益参数。
4.如权利要求3所述的全数字锁相回路,其中该归一化电路包含最小均方电路,用来依据该相位差数值与该数字输出信号的乘积以及在目前的周期所使用的目前增益参数产生用于下个周期的下个增益参数。
5.如权利要求3所述的全数字锁相回路,其中该归一化电路更包含:
多工器,由该数字输出信号控制来输出该些候选增益参数其中之一做为该增益参数;
解多工器,由延迟数字输出信号控制而接收根据该延迟数字输出信号所产生的延迟增益参数,该延迟增益参数用以更新对应的该候选增益参数;
储存装置,耦接该多工器的多个输入端以及该解多工器的多个输出端,用以储存该些候选增益参数;
第一延迟电路,耦接该多工器以及该解多工器,用以接收该数字输出信号以产生该延迟数字输出信号。
6.如权利要求5所述的全数字锁相回路,其中该归一化电路更包含:
多个寄存器,用以储存该些候选增益参数;
多个加法器,分别耦接该些寄存器其中之一,且耦接到该解多工器;以及多个第二延迟电路,分别耦接该些寄存器其中之一以及该些加法器其中之一。
7.一种用于全数字锁相回路的校正方法,包含:
利用该全数字锁相回路中的数字控制振荡器依据频率控制信号产生时钟信号;
利用该全数字锁相回路中的时间‑数字转换器依据该时钟信号与参考信号之间的相位差产生数字输出信号;
利用该全数字锁相回路中的归一化电路依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;以及
利用该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。
8.如权利要求7所述的校正方法,其中该些候选增益参数是该归一化电路依据先前的多个该相位差数值以及先前的多个该数字输出信号而产生。
9.如权利要求7所述的校正方法,其中利用该全数字锁相回路中的该归一化电路依据该增益参数将该数字输出信号转换为该时钟相位值的步骤包含:
利用该归一化电路将该数字输出信号乘上该增益参数以产生该时钟相位值。
10.如权利要求9所述的校正方法,其中利用该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数的步骤包含:
延迟该数字输出信号以产生延迟数字输出信号;
以该数字输出信号控制多工器;
以延迟数字输出信号控制解多工器;以及
以该多工器控制要输出储存装置中的该些候选增益参数中的那一个,并以该解多工器控制该储存装置来接收根据该延迟数字输出信号所产生的延迟增益参数,该延迟增益参数用以更新对应的该候选增益参数。

说明书全文

全数字相回路及其校正方法

技术领域

[0001] 本发明关于全数字锁相回路,尤指一种全数字锁相回路及其校正方法,例如用于该全数字锁相回路内的时间‑数字转换器的增益校正方法。

背景技术

[0002] 在全数字锁相回路的运作中,会利用时间‑数字转换器扮演相位检测器的色,以将参考信号与数字控制振荡器输出信号之间的相位差转换为数字码,使得后续的处理能在数字域(digital domain)进行。然而,时间‑数字转换器带有部分模拟电路的特性,例如其分辨率可能因为制程‑电压温度(process‑voltage‑temperature,简称PVT)变异等因素而变化。由于时间‑数字转换器的分辨率会影响到全数字锁相回路中的某些参数的设定值,因此时间‑数字转换器的分辨率的估计误差会对全数字锁相回路的整体效能造成影响。
[0003] 因此,需要一种新颖的架构及相关校正方法,以使得与时间‑数字转换器相关的参数(例如时间‑数字转换器的增益)在各种制程变异及温度下均能妥善地得到正确或最佳的数值。

发明内容

[0004] 本发明的目的之一在于提供一种全数字锁相回路(all‑digital phase‑locked loop,ADPLL)及其校正方法,以在没有副作用或较不会带来副作用的情况下,设定时间‑数字转换器相关的参数,以使时间‑数字转换器具有较佳的线性度。
[0005] 本发明的一个实施例揭露了一种全数字锁相回路(all‑digital phase‑locked loop,ADPLL),包含:数字控制振荡器(digitally controlled oscillator,DCO),用来依据频率控制信号产生时钟信号;时间‑数字转换器(time‑to‑digital converter,TDC),耦接至该数字控制振荡器,用来依据该时钟信号与参考信号之间的相位差产生数字输出信号;以及归一化(normalization)电路,耦接至该时间‑数字转换器,用来依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;其中该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。
[0006] 本发明的一个实施例揭露了一种用于全数字锁相回路(all‑digital phase‑locked loop,ADPLL)的校正方法,包含:利用该全数字锁相回路中的数字控制振荡器(digitally controlled oscillator,DCO)依据频率控制信号产生时钟信号;利用该全数字锁相回路中的时间‑数字转换器(time‑to‑digital converter,TDC)依据该时钟信号与参考信号之间的相位差产生数字输出信号;利用该全数字锁相回路中的归一化(normalization)电路依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;以及利用该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。
[0007] 本发明的实施例提供的全数字锁相回路及其校正方法能根据数字输出信号选择对应的增益参数,可增加时间‑数字转换器的线性度。此外,本发明的校正方法并不受到时间‑数字转换器的分辨率的限制,也不会大幅增加额外成本。因此,本发明能在没有副作用或较不会带来副作用的情况下解决相关技术的问题。附图说明
[0008] 图1为依据本发明的一个实施例的估计时间‑数字转换器的分辨率的示意图。
[0009] 图2为依据本发明的一个实施例的时间‑数字转换器的电路架构。
[0010] 图3为图2所示的电路架构所涉及的某些信号。
[0011] 图4为依据本发明的一个实施例的用于时间‑数字转换器的归一化运作。
[0012] 图5为依据本发明的一个实施例的全数字锁相回路的简化示意图。
[0013] 图6为依据本发明的一个实施例的在理想状况下在锁定后的某些信号。
[0014] 图7为依据本发明的一个实施例的在时间‑数字转换器增益有‑20%误差时的某些信号。
[0015] 图8为依据本发明的一个实施例的在时间‑数字转换器增益有+20%误差时的某些信号。
[0016] 图9为依据本发明的一个实施例的图5所示的最小均方电路的例子。
[0017] 图10为依据本发明的一个实施例的一种用于全数字锁相回路的校正方法的工作流程。
[0018] 图11为依据本发明的另一个实施例的全数字锁相回路的简化示意图。
[0019] 图12为根据本发明的一个实施例的储存装置的示意图。

具体实施方式

[0020] 以下将以多个实施例来描述本发明的内容,还请留意,各实施例中的元件可透过硬件(例如装置或电路)或是固件(例如微处理器中写入至少一个程式)来实施。此外,以下描述中的“第一”、“第二”以及类似描述仅用来定义不同的元件、参数、数据、信号或步骤。并非用以限定其次序。
[0021] 在全数字锁相回路(all‑digital phase‑locked loop,ADPLL)的运作中,假设数字控制振荡器(digitally controlled oscillator,DCO)输出的时钟信号CKV的周期为TV,且时间‑数字转换器(time‑to‑digital converter,TDC)依据时钟信号CKV与参考信号FREF之间的相位差(例如时钟信号CKV的上升沿与参考信号FREF的上升沿之间的时间差Δtr)产生数字输出信号Nr,该全数字锁相回路需要对数字输出信号Nr进行归一化以将数字输出信号Nr转换为介于0与1之间的数值 (例如将时钟信号CKV与参考信号FREF之间的相位差表示为 倍的TV),以利于后续运作。然而,上述归一化的结果会受时间‑数字转换器的分辨率Δtres(例如时间‑数字转换器的数字输出信号的最低有效位元所对应的时间差、或者时间‑数字转换器的单位延迟量)影响,其中 而时间‑数字转换器的分辨率Δtres会随着半导体的制程‑电压‑温度(process‑voltage‑temperature,简称PVT)变异而改变,因此上述归一化的运作也需要因应分辨率的变化进行校正。
[0022] 图1为依据本发明的一个实施例的估计时间‑数字转换器的分辨率Δtres的示意图。如图1所示,该时间‑数字转换器可检测时钟信号CKV的上升沿与参考信号FREF之间的时间差Δtr,并且另检测时钟信号CKV的下降沿与参考信号FREF之间的时间差Δtf。如图1所示,Δtr与Δtf之间的差值即为时钟信号CKV的半个周期TV/2,而时间‑数字转换器(或是其后续的处理电路)即可利用时间‑数字转换器基于Δtr与Δtf所分别输出的各自数字输出信号大略地计算出时间‑数字转换器的分辨率Δtres。
[0023] 图2为依据本发明的一个实施例的时间‑数字转换器20的电路架构,而图3为图2所示的电路架构所涉及的某些信号。需注意的是,图2所示的电路架构仅为时间‑数字转换器20的例子,而并非对本发明的限制。如图2所示,时间‑数字转换器20可包含多个串接的反相器以形成反相器链。由于这些反相器中的每一个反相器均会造成信号的延迟,因此这些反相器的各自的输出信号D<0>、D<1>、D<2>、…、D及D相对于被输入至第一个反相器的时钟信号CKV均具有各自对应的延迟时间,如图3中的D<0>、D<1>、D<2>、D<3>、D<4>、D<5>、D<6>及D<7>所示,其中一个反相器所导入的延迟量即为时间‑数字转换器20的分辨率Δtres。在本实施例中,输出信号D<0>、D<1>、D<2>、…、D及D均会被输入至触发器(flip‑flop)的输入端子(标示为「D」),并且在被参考信号FREF的上升沿触发时自触发器的输出端子(标示为「Q」)被输出,如图3中的Q<0:L>所示。在本实施例中,输出信号Q<0:L>中由
0转变为1(例如Q<1>为0而Q<2>为1)的部分即代表时钟信号CKV的下降沿,而输出信号Q<0:L>中由1转变为0(例如Q<5>为1而Q<6>为0)的部分即代表时钟信号CKV的上升沿。接着,时间‑数字转换器20可利用其内的伪温度计边缘检测器(pseudo‑thermometer‑code edge detector)22(例如用来在一个数字序列中检测由0到1的转变以及由1到0的转变的检测器)检测输出信号Q<0:L>并且据以输出二进制格式的数字输出信号Nr及Nf以分别代表时钟信号CKV的上升沿与参考信号FREF之间的时间差Δtr以及时钟信号CKV的下降沿与参考信号FREF之间的时间差Δtf(例如Δtr≈Nr×Δtres而Δtf≈Nf×Δtres),例如Nr=6而Nf=2。需注意的是,图2所示的时间‑数字转换器20的电路架构仅为了说明的目的,并非对本发明的限制。例如,时间‑数字转换器20的输出信号的位元数可依据系统需求予以变化,而L可为任意正整数。
[0024] 图4为依据本发明的一个实施例的用于时间‑数字转换器20的归一化运作。如图4所示,时间‑数字转换器20可将上述运作得到的数字输出信号Nr及Nf传送至归一化电路30。首先,归一化电路30可利用第一计算单元31(标示「周期平均」以便于理解)进行图1所示的计算以取得时钟信号CKV的周期的平均值 以及时间‑数字转换器20的分辨率Δtres,接着利用第二计算单元32(标示为 以便于理解)将 的倒数以12位元的二
进制形式输出(例如信号PERINV),接着利用乘法器33将数字输出信号Nr与信号PERINV相乘以产生WF位元(例如WF=15)的相乘结果,最后再经由第三计算单元34(标示为「2^WF–(x)」)将该相乘结果转换为无符号数二补数(unsigned 2’s complement)的形式输出为信号ε,其中WF位元的二进制信号ε可以用离散数据的方式(例如第k笔数据)来表示如下:
[0025]
[0026] 需注意的是,当时钟信号CKV的占空比(duty cycle)并非50%时,上述取得时钟信号CKV的周期的平均值 以及时间‑数字转换器20的分辨率Δtres的运作会需要使用较复杂的硬件来实施。此外,上述估计方法也受限于时间‑数字转换器20的分辨率Δtres,因此会存在估计误差造成全数字锁相回路的效能变差(例如输出抖动/突刺(spur)过大)。
[0027] 为简明起见,以下均以十进制形式的数值进行说明。图5为依据本发明的一个实施例的全数字锁相回路50的简化示意图,其中全数字锁相回路50可包含时间‑数字转换器500、数字控制振荡器510(绘示成圆圈内带有正弦波以便于理解)、归一化电路520、累加器
530(标示为「Σ」以便于理解)、低通滤波器(low pass filter,LPF)540(绘示为具有低通响应波形的方以便于理解)以及加法器550(绘示成圆圈内带有加号以便于理解)。在本实施例中,参数FCW_F可被设定为时钟信号CKV的目标频率与参考信号FREF的频率之间的比例值,而累加器530可持续地将参数FCW_F进行累加以将累加的结果输出作为参考相位。时间‑数字转换器可耦接至该数字控制振荡器,并且用来依据时钟信号CKV与参考信号FREF之间的相位差产生数字输出信号Nr[k](例如Nr在参考信号FREF的第k个周期的数值)。归一化(normalization)电路可耦接至该时间‑数字转换器,并且可用来依据增益参数KTDC将该数字输出信号转换为时钟相位值 (例如 在参考信号FREF的第k个周期的数
值),其中时钟相位值 可视为数字输出信号Nr[k]进行归一化后的结果。加法器
550可将上述参考相位与即时相位(例如时钟信号CKV的即时频率与参考信号FREF的频率之间的即时比例值的累加结果)进行相减以取得相位差数值 (例如 在参考信号
FREF的第k个周期的数值),以供低通滤波器540依据该相位差数值产生频率控制信号来控制数字控制振荡器510依据该频率控制信号产生时钟信号CKV,使得时钟信号CKV的即时频率逐渐收敛至该目标频率。
[0028] 需注意的是,时间‑数字转换器500所产生的数字输出信号Nr[k]及其经过归一化后的时钟相位值 仅用来表示该即时相位的小数部分,而该即时相位的整数部分可透过计数器(counter)来实施。由于使用该计数器产生该即时相位的整数部分的运作为本领域熟知的技术,且并不影响本发明针对时间‑数字转换器500与归一化电路520的校正的实施,因此为简明起见,该计数器并未绘示于图式中,且相关细节在此不赘述。同理,图5中所示的累加器530输出的参考相位值 (例如 在参考信号FREF的第k个周期的数值)也仅用来代表上述参考相位的小数部分以求简明。
[0029] 在图5所示的实施例中,归一化电路520可包含乘法器521,以用来将数字输出信号Nr[k]乘上增益参数KTDC以产生时钟相位值 而增益参数KTDC的正确数值可由以下式子计算得到:
[0030]
[0031] 其中tres可代表时间‑数字转换器500的分辨率(例如上述Δtres),而TDCO可代表数字控制振荡器510输出的时钟信号CKV的周期(例如上述TV或 )。由于时间‑数字转换器500的分辨率tres对PVT变异相当敏感(例如温度为25℃时tres为13皮秒(picosecond,简称ps),但温度为25℃时tres为10ps),因此在不同的温度间增益参数KTDC会存在增益误差(gain error),而增益参数KTDC的增益误差会导致不想要的频率成分例如突刺成分(fractional spur)出现。
[0032] 举例来说,假设参考信号FREF的频率为40MHz、时钟信号CKV的目标频率与参考信号FREF的频率之间的比例值FCW为125.25、预期的分辨率(resolution)tres为10ps、而时钟信号CKV的目标频率fDCO为5010MHz,则KTDC约为0.05。
[0033] 图6至图8为基于时钟信号CKV及参考信号FREF的频率下的时钟相位 参考相位 及相位差 在不同情况下的数值。如图6所示,在参考信号FREF的各个周期中,而数字输出信号Nr依序为5、10、15及0,参考相位 依序为0.25、0.5、0.75及0。在增益参数KTDC不存在增益误差的情况下(例如真实的分辨率tres所对应的增益参数(即tres/TDCO)与针对增益参数KTDC的预先设定的值均为0.05),时钟相位 依序为0.25、0.5、0.75及0,因此相位差 均维持在0。当预先设定增益参数KTDC具有‑20%的误差(例如0.04),这会导致时钟相位 依序为0.2、0.4、0.6及0而使相位差 在锁定状态时依然有正相位差(例如0.05、0.1、0.15及0),如图7所示。当预先设定增益参数KTDC具有+20%的误差(例如0.06),这会导致时钟相位 依序为0.3、0.6、0.8及0而使相位差 在锁定状态时依然有负相位差(例如‑0.05、‑0.1、‑0.15及0),如图8所示。
[0034] 从以上例子可看出,增益参数KTDC与数字输出信号Nr[k]及相位差 具有相关性。例如,数值越大的Nr[k]会导致越大的相位差 又例如,增益参数KTDC的增益误差为正时会导致负的相位差 而增益参数KTDC的增益误差为负时会导致正的相位差[0035] 因此,本发明的实施例提供一种校正方法以及对应的架构,以将数字输出信号Nr[k]及/或相位差 用来校正增益参数KTDC。
[0036] 如图5所示,除了乘法器521以外,归一化电路520可另包含乘法器522以及最小均方(least mean square,LMS)电路523(标示为「LMS」以求简明),其中最小均方电路523耦接于乘法器521及522之间。在本实施例,归一化电路520可依据时钟相位值 与参考相位值 之间的相位差数值 调整增益参数KTDC。具体来说,当相位差数值为正(如图7所示),表示增益参数KTDC有负的误差(例如增益参数KTDC小于tres/TDCO),因此归一化电路520可提升增益参数KTDC;以及当相位差数值 为负(如图8所示),表示增益参数KTDC有正的误差(例如增益参数KTDC大于tres/TDCO),归一化电路520可降低增益参数KTDC。
[0037] 在本实施例中,归一化电路520可依据相位差数值 以及数字输出信号Nr调整增益参数KTDC。例如,归一化电路520可依据相位差数值 与数字输出信号Nr的乘积调整增益参数KTDC。如图5所示,归一化电路520可利用乘法器计算相位差数值与数字输出信号Nr的乘积 以供最小均方电路523依据的计算结果调整增益参数KTDC。
[0038] 图9为依据本发明的一个实施例的图5所示的最小均方电路523的例子。如图9所示,最小均方电路523可包含乘法器524以及累加器525(标示为「Σ」以便于理解)。在本实施例中,最小均方电路523可用来依据相位差数值 与数字输出信号Nr的乘积以及在目前的(current)周期(例如参考信号FREF的第k‑1个周期)所使用的目前增益参数KTDC[k‑1]产生用于下个(next)周期(例如参考信号FREF的第k个周期)的下个增益参数KTDC[k]。例如,乘法器522可将19位元的 与6位元的数字输出信号Nr[k]相乘,以产生
25位元的乘积 乘法器524可将上述乘积 进一步乘上预定数值
μ,并且累加器525可将相乘后的结果累加至增益参数KTDC[k‑1]以取得16位元的增益参数KTDC[k],其中预定数值μ可为任意合适的常数,而相关运算以离散数据的方式可表示如下:
[0039]
[0040] 需注意的是,上述运算方式以及图9所示的架构仅为最小均方电路523对增益参数KTDC进行调整的一个例子,而并非对本发明的限制。凡是能依据相位差数值 及/或数字输出信号Nr[k]将增益参数KTDC逐步调整/收敛至tres/TDCO的实施方式,均隶属于本发明的范畴。
[0041] 图10为依据本发明的一个实施例的一种用于全数字锁相回路的校正方法的工作流程,其中该校正方法可应用于图5所示的全数字锁相回路50。需注意的是,只要不妨碍整体结果,一个或多个步骤可在图10所示的流程中被新增、修改或删除,且这些步骤并非必须完全依照图10所示的顺序执行。
[0042] 在步骤1010中,全数字锁相回路50利用数字控制振荡器510依据频率控制信号产生时钟信号CKV。
[0043] 在步骤1020中,全数字锁相回路50利用时间‑数字转换器500依据时钟信号CKV与参考信号FREF之间的相位差产生数字输出信号Nr[k]。
[0044] 在步骤1030中,全数字锁相回路50利用归一化电路520依据增益参数KTDC将数字输出信号Nr[k]转换为时钟相位值
[0045] 在步骤1040中,全数字锁相回路50利用归一化电路50依据时钟相位值与参考相位值 之间的相位差数值 调整增益参数KTDC。
[0046] 总结来说,本发明的实施例提供一种全数字锁相回路及其校正方法,其能依据相位差数值 以及时间‑数字转换器输出的信号Nr判断增益参数KTDC的误差的方向性,并且建立一个反馈校正的机制,使得增益参数KTDC能逐渐收敛至正确的数值。此外,本发明所提出的校正机制并不受限于时间‑数字转换器的分辨率,尤其在校正时的精确度可由归一化电路520内部的计算单元(例如乘法器521及522、以及最小均方电路523)的位元数设计来决定。因此,本发明能在没有副作用或较不会带来副作用的情况下,将与时间‑数字转换器相关的参数(例如时间‑数字转换器的增益KTDC)收敛至正确或最佳的数值。
[0047] 前述实施例中,图5中的归一化电路520是即时的校正增益参数KTDC。然而,由于增益参数KTDC会受到上一个增益参数KTDC以及现今相位差 的影响,这样的做法,可能会让数字输出信号Nr即使具有相同的值,也可能会产生具较大差异的增益参数KTDC,连带的影响到时间‑数字转换器500的线性度。
[0048] 因此,本发明更提出一种全数字锁相回路以及其校正方法,其对应数字输出信号Nr自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。在一个实施例中,候选增益参数是归一化电路520依据先前的多个相位差数值以及先前的多个数字输出信号而产生。举例来说,以相位差数值 和数字输出信号Nr[n‑2]产生候选增益参数KTDC[n‑2],而以相位差数值 和数字输出信号Nr[n‑1]产生候选增益参数KTDC[n‑1],并以相位差数值 和数字输出信号Nr[n]产生候选增益参数KTDC[n]。候选增益参数KTDC[n‑2]、KTDC[n‑1]以及KTDC[n]都会暂存在归一化电路520中。当数字输出信号Nr的值再一次为Nr[n]时,则从储存的多个候选增益参数选择候选增益参数KTDC[n]输出到乘法器521,而不像图5的实施例般是即时的产生增益参数KTDC。
[0049] 图11为依据本发明的另一个实施例的全数字锁相回路的简化示意图。在图11的实施例中,除了图5所示的元件外,归一化电路1100更包含了多工器1101、储存装置1103、解多工器1105、以及第一延迟电路1107。多工器1101由数字输出信号Nr[k]控制。解多工器1105由延迟数字输出信号Nr[kd]控制,且耦接最小均方电路523的输出端。储存装置1103耦接多工器1101的多个输入端以及解多工器1105的多个输出端,用以储存候选增益参数。在一个实施例中,储存装置1103包含多个用以储存候选增益参数的寄存器。第一延迟电路1107耦接多工器1101以及解多工器1105,用以接收数字输出信号Nr[k]以产生延迟数字输出信号Nr[kd]。
[0050] 在图11的实施例中,多工器1101会先根据数字输出信号Nr[k]选择出相对应的候选增益参数作为增益参数KTDC。然后最小均方电路523会根据延迟数字输出信号Nr[kd]以及相位差 产生对应数字输出信号Nr[kd]的候选增益参数,归一化电路1100会根据对应数字输出信号Nr[kd]的候选增益参数更新储存装置1103中所储存的对应数字输出信号Nr[k]的候选增益参数。在一个实施例中,候选增益参数不会被更新,而是在根据数字输出信号Nr[k]产生对应的候选增益参数后,便一直使用同样的候选增益参数而不再更动。
[0051] 图12为根据本发明的一个实施例的储存装置1103的示意图,其会更储存装置1103中储存的候选增益参数。如图12所示,储存装置1103包含多个寄存器Re1…Ren、多个加法器1201_1…1201_n以及多个第二延迟电路1203_1…1203_n。寄存器Re1…Ren用以分别储存候选增益参数KTDC1…KTDCn。加法器1201_1…1201_n分别耦接寄存器Re1…Ren其中之一,且耦接到解多工器1105。第二延迟电路1203_1…1203_n分别耦接寄存器Re1…Ren其中之一以及加法器1201_1…1201_n其中之一。在图12的实施例中,原本暂存在寄存器Re1…Ren中的候选增益参数KTDC1…KTDCn会分别先被第二延迟电路1203_1…1203_n延迟,和根据延迟数字输出信号Nr[kd]而产生的增益参数相加后,产生新的候选增益参数并更新到寄存器Re1中。
[0052] 举例来说,若图11中的时间‑数字转换器1100产生的数字输出信号Nr[1],则图11中所示的多工器1101会由数字输出信号Nr[1]控制而输出寄存器Re1中所储存的候选增益参数KTDC1做为增益参数KTDC。数字输出信号Nr[1]会被图11的第一延迟电路1107延迟而产生延迟数字输出信号Nr[1d](未绘示)。最小均方电路523会根据延迟数字输出信号Nr[1d]以及相位差 产生延迟增益参数KTDC1d,然后加法器1201_1会将延迟增益参数KTDC1d与候选增益参数KTDC1相加并更新到寄存器Re1。
[0053] 然请留意,图11以及图12中的实施例仅用以举例,任何可以达到相同功能的电路架构均应在本发明的范围内。由图11以及图12的实施例可得到全数字锁相回路的其校正方法,其包含以下步骤:利用该全数字锁相回路中的数字控制振荡器依据频率控制信号产生时钟信号;利用该全数字锁相回路中的时间‑数字转换器依据该时钟信号与参考信号之间的相位差产生数字输出信号;利用该全数字锁相回路中的归一化电路依据增益参数将该数字输出信号转换为时钟相位值;以及利用该归一化电路对应该数字输出信号自储存的多个候选增益参数选出其中之一做为该增益参数。其他详细步骤可根据前述实施例轻易推得,故在此不再赘述。
[0054] 本发明的实施例提供的全数字锁相回路及其校正方法能根据数字输出信号选择对应的增益参数,可增加时间‑数字转换器的线性度。此外,本发明的校正方法并不受到时间‑数字转换器的分辨率的限制,也不会大幅增加额外成本。因此,本发明能在没有副作用或较不会带来副作用的情况下解决相关技术的问题。
[0055] 上所述仅为本发明之较佳实施例,凡依本发明申请专利范围所做之均等变化与修饰,皆应属本发明的涵盖范围。
[0056] 符号说明
[0057] CKV:时钟信号
[0058] FREF:参考信号
[0059] Δtr、Δtf:时间差
[0060] TV:周期
[0061] 20:时间‑数字转换器
[0062] D<0>、D<1>、D<2>、D<3>、D<4>、D<5>、D<6>、D<7>~D、D:输出信号[0063] Q<0>、Q<1>、Q<2>~Q、Q:输出信号
[0064] Nr、Nf:数字输出信号
[0065] 30:归一化电路
[0066] 31:第一计算单元
[0067] 32:第二计算单元
[0068] 33:乘法器
[0069] 34:第三计算单元
[0070] PERINV、ε:信号
[0071] 50:全数字锁相回路
[0072] 500:时间‑数字转换器
[0073] 510:数字控制振荡器
[0074] 520、1100:归一化电路
[0075] 521、522:乘法器
[0076] 523:最小均方电路
[0077] 524:乘法器
[0078] 525:累加器
[0079] 530:累加器
[0080] 540:低通滤波器
[0081] 550、1201_1…1201_n:加法器
[0082] FCW_F:参数
[0083] 时钟相位值
[0084] 参考相位值
[0085] 相位差数值
[0086] Nr[k]:数字输出信号
[0087] KTDC:增益参数
[0088] 1010、1020、1030、1040:步骤
[0089] 1101 多工器
[0090] 1103 储存装置
[0091] 1105 解多工器
[0092] 1107 第一延迟电路
[0093] 1203_1…1203_n 第二延迟电路
[0094] Re1…Ren 寄存器。
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