众所周知，在日本审查专利公开NO.7-119812和日本未审查专 利公开NO.8-101284中公开了一种电控机械时计，这种电控机械时计 是由发生器将主弹簧放松时产生的机械能转换为电能并用电能驱动转 动控制装置来控制流经发生器线圈的电流值，从而准确地驱动固定在 齿轮上的指针来正确地显示时间。
然而，在上述的电控机械时计中，重要的是当主弹簧有较大扭矩 时增大制动扭矩，同时为了增加持续时间而阻止产生的能量下降。
为此，日本审查专利公开NO.7-119812中公开的电控机械时计 提出了一个角度范围，在该范围内，关掉制动则转子的旋转速度增大 从而增加了每次转子旋转一次即参考信号的一个周期产生的能量值， 和另一角度范围，在该范围内，施加制动则转子低速旋转，这样当转 子高速旋转时，产生的能量增大从而补偿了施加制动时产生的能量的 下降。
另外，《日本来审查专利公开》NO.8-101284中公开的电控机械 时计增大了制动扭矩并且同时通过升压电路的几个阶段提高发生器感 应能量的电压以阻止产生的能量的下降。
然而，在日本审查专利公开NO.7-119812中公开的电控机械时 计中，由于在转子旋转一次时，它必须由高转速状态切换到低转速以 至几乎停止的状态，所以就有一个问题，即在实际中很难实现这种速 度的突变。尤其是，由于转子的旋转稳定性通常是通过飞轮装置来增 加的，所以就有一个问题，即很难突然地改变速度。
另外，由于在施加制动的部分，产生的能量下降，所以增大制动 扭矩来消除产生的能量下降有一定的局限。
另一方面，由于日本未审查专利公开NO.8-101284中公开的电控 机械时计需要许多的开关和电容，所以费用的增加也是一个问题。

本发明的目的是提供一种电控机械时计，它能在增大发生器制动 扭矩时使产生的能量仍保持在不低于预定值的水平，同时减少费用。
根据本发明的第一方面，提供了一种电子装置，包括机械能量源； 由所述机械能量源驱动的发生器，它经所述齿轮耦合产生感应能量并 从第一和第二端提供电能；和转动控制装置，它由所述电能驱动控制 发生器的转动周期，其特征在于包括能短路发生器相应端的开关，和 所述转动控制装置通过断续所述开关来断续地控制发生器；其中所述 转动控制装置断续所述开关的断续频率至少为发生器转子在设定的速 度下产生的电压波形的频率的5倍。
本发明的电子装置由主弹簧驱动指针和发生器，并调节转子的转 数，即通过转动控制装置给发生器实施制动来调节指针。
这时，发生器的转动控制(制动控制)是通过将能短路发生器线 圈两端的开关置“导通”和“关”来断续发生器而实现的。当开关置 “导通(ON)”时，以断续的方式将短路制动加到发生器上，同时 能量贮存在发生器的线圈上。而当开关置“关(OFF)”时，发生器 工作，储存在线圈上的能量使产生的电压升高。其结果是，当断续地 控制发生器时，由于施加制动产生的能量下降可以通过将开关置“关” 时生成电压的升高来补偿。从而在保持产生的能量不低于预定值时增 大制动扭矩，这样就得到了一个持续时间长的电控机械时计。
这时，转动控制装置断续开关的频率优选地至少是发生器转子在 设定的速度下产生的电压波形的五倍，而且更优选地，断续频率是发 生器转子在设定的速度下产生的电压波形的5-100倍。
由于当断续频率低于生成电压的波形的五倍时提高生成电压的效 果降低，所以断续频率最好至少为生成电压的波形的五倍。
当断续频率至少为生成电压的波形的100倍时，实现断续的IC 消耗大量的能量。这样，断续频率优选地为生成电压的波形的100倍 或更小。另外，当断续频率为生成电压的波形的5-100倍时，由于 扭矩的变化率与工作周期的变化率之比近似为预定值，所以可以很容 易地实现控制。但是根据实际应用和控制方法，断续频率也可设为低 于5倍或高于100倍。
优选地在根据本发明的电子装置中，包括第一和第二根供电线， 它将发生器的电能给供电电路充电；其中开关包括分别跨接在发生器 的第一和第二端与第一和第二根供电线之间的第一和第二开关，转动 控制装置连续地将连接在发生器第一和第二端之一的开关置ON，同 时断续发生器另一端的开关。
这种结构下，由于除了以断续方式实现控制外，能量产生过程和 发生器的转动过程也可同时实现，这样就可通过减少部件来降低成 本，同时可通过控制断续相应的开关的时序来提高能量产生的效率。
同时，第一和第二开关优选地包括相应的晶体管。
另外，转动控制装置优选地包括：比较器，它将发生器产生的电 压波形和参考波形进行比较；比较电路，它将每个比较器的输出和时 间基准信号进行比较并输出一个差值信号；信号输出电路，它根据差 值信号输出脉宽可变的时钟信号；和逻辑电路，它将时钟信号和每个 比较器的输出进行“与”并输出一个“与”后的信号送给晶体管。
在这种结构下，用于断续地控制晶体管的功耗可以减小，所以可 以设置一个电路，使它适用于产生少量能量的时钟发生器。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，第一开关包括：第一场 效应晶体管，其有一个栅极与发生器的第二端相连，和与第一场效应 晶体管串联的第二场效应晶体管，其通过转动控制装置断续；第二开 关包括：第三场效应晶体管，其有一个栅极与发生器的第一端相连， 和与第三场效应晶体管串联的第四场效应晶体管，其通过转动控制装 置断续；第一和第二二极管，其分别跨接在发生器的第一和第二端与 第一和第二根供电线之间。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，第一开关包括：第一场 效应晶体管，其有一个栅极与发生器的第二端相连，和与第一场效应 晶体管串联的第二场效应晶体管，其通过转动控制装置断续；第二开 关包括：第三场效应晶体管，其有一个栅极与发生器的第一端相连， 和与第三场效应晶体管串联的第四场效应晶体管，其通过转动控制装 置断续；升压电容，其跨接在发生器的第一和第二端中的一端与第一 和第二根供电线中的一根之间；二极管，其跨按在发生器的第一和第 二端的另一端与第一和第二根供电线中的另一根之间。
上述结构的电子装置中，当发生器的第一端设为正，第二端设为 负(电压低于第一端)时，其栅极与第二端相连的第一场效应管置为 “导通”，其栅极与第一端相连的第三场效应管置为“关”。其结果 是，发生器产生的交流电流流经由第一端、第一场效应管，第一和第 二供电线中的一根、供电电路、第一和第二供电线中的另一根和第二 端形成的路径。
当发生器的第二端设为正，第一端设为负(电压低于第二端)时， 其栅极与第一端相连的第三场效应管置为“导通”，其栅极与第二端 相连的第一场效应管置为“关”。其结果是，发生器产生的交流电流 流经由第二端、第三场效应管、第一和第二供电线中的一根、供电电 路、第一和第二供电线中的另一根和第一端形成的路径。
同时，第二和第四场效应管根据输入给它们的断续信号重复地“导 通”和“关”。由于第二和第四场效应管与第一和第三场效应管串联， 所以当第一和第三场效应管置“导通”时电流的流动与第二和第四场 效应管的开关状态无关。但是，当第一和第三场效应管置“关”时在 第二和第四场效应管置“导通”时，电流的流动与断续信号有关。 因此当与“关”状态的第一和第三场效应管之一串联的第二和第四场 效应管根据断续信号为“导通”时，第一和第二开关都为“导通”， 从而短路发生器的相应端。
在这种工作原理下，制动控制可以通过断续方式控制发生器，这 样施加制动时产生的能量下降可以通过开关置“关”时生成电压的升 高来补偿，从而在生成能量保持在不低于预定值时，能增大制动扭矩， 这样得到了一个持续时间长的电控机械时计。另外，由于发生器通过 连接在相应端的第一和第三场效应管整流，所以就不需要比较器和类 似的器件，从而简化了结构同时由于消除了比较器的功耗而降低了充 电效率。另外，由于利用了发生器的端电压对场效应管置“导通”和 “关”，所以可以控制相应的场效应管与发生器两端的极性同步，从 而提高了整流效率。
在上述电子装置中，当升压电容跨接在发生器的一端和一根供电 线之间时，当电容连接的那端的电压升高时，供电电路和升压电容同 时充电。而当发生器的另一端的电压升高时，供电电路的充电电压为 升压电容的充电电压加上发生器感应的电压。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，转动控制装置包括断续 信号发生器，它产生至少两种有不同占空比的断续信号，并且该至少 两种具有不同占空比的断续信号加到开关上从而断续地控制发生器。
本发明中，当提供了能短路发生器两端的开关并且通过给开关施 加断续信号来断续地控制发生器时，虽然较低的断续频率和较高的占 空比可以大大增加驱动扭矩(制动扭矩)并且较高的断续频率大大地 增大了充电电压(生成电压)，但是即使占空比增加，它们也没有很 大的减小，相反的，我们发现，当断续频率不低于50Hz时，充电电 压升高，直到占空比约为0.8。这样，至少需用两种有不同占空比的 断续信号来断续地控制发生器。
这时，转动控制装置最好包括制动控制装置，其切换制动ON 控制来检测发生器的转动周期并根据转动周期给发生器实施制动，其 切换制动OFF控制释放制动，制动控制装置将有不同占空比的断续 信号加到制动ON控制和制动OFF控制中的开关上，加在制动ON 控制中的断续信号的占空比比加在制动OFF控制中的断续信号的占 空比大。
本发明的电控机械时计由主弹簧驱动指针和发生器，并调节转子 的转数，即由转动控制装置给发生器实施制动来驱动指针。
这时，发生器的转动控制是通过给能短路发生器线圈两端的开关 加断续信号而将开关置“导通”和“关”，即通过断续开关来实现的。 当由断续控制将开关置“ON”时，给发生器施加短路制动同时能量 储存在发生器的线圈中。而当开关置“关”时，发生器工作，储存在 线圈中的能量使产生的电压升高。其结果是当在应用制动中通过断续 方式控制发生器时，由施加制动引起的生成能量下降可以通过开关置 “关”时生成电压的升高来补偿从而在消除生成能量的下降的同时可 增大制动扭矩，这样就得到了一个持续时间长的电控机械时计。
当制动ON控制即必须施加制动的控制是通过给开关加至少两种 有不同占空比的断续信号来实现时，发生器的控制扭矩增大同时可以 通过给开关加大占空比的断续信号(开关置“导通”的时间更长)来 消除生成能量的下降。
另外在制动OFF控制即释放制动中，发生器的制动扭矩大大减 小，同时可通过给开关加占空比小于上述信号的占空比的断续信号来 获得足够的生成能量。
在利用大占空比的断续信号的方法实施制动，利用小占空比的断 续信号的方法释放制动的应用中，在消除了生成能量(给电容及其它 的器件充电的能量)的下降的同时增大了制动扭矩，从而得到了一个 持续时间长的电控机械时计。
虽然在正常情况下制动ON控制和制动OFF控制在发生器的每 个参考周期各实现一次(转子旋转一次的周期，或类似的周期)，但 是在刚启动发生器后的多个参考周期内只有制动OFF控制工作。
另外，虽然各个断续信号的占空比可以根据被控的发生器的特性 及相似属性而适当设置，但是可以只使用大占空比的断续信号，如占 空比为0.7-0.95，和小占空比的断续信号，如占空比为0.1-0.3。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，转动控制装置包括产生 断续信号的断续信号发生器和制动控制装置，它切换制动ON控制来 检测发生器的转动周期并根据转动周期给发生器实施制动，它切换制 动OFF控制释放制动，制动控制装置将断续信号只加到制动ON控 制中的开关上，从而对发生器进行断续地控制。
由于断续信号只加到制动ON控制中，在该情况下也需控制制 动，所以发生器的制动扭矩增加的同时可以通过断续方式抑制生成能 量的下降。
另外，在根据本发明的电子装置的一个例子中，转动控制装置包 括断续信号发生器，它产生至少两种有不同频率的断续信号并且该至 少两种有不同频率的断续信号加到开关上，从而断续地控制发生器。
这时，转动控制装置最好包括制动控制装置，其切换制动ON控 制来检测发生器的转动周期并根据转动周期给发生器实施制动，切换 制动OFF控制释放制动，制动控制装置将有不同频率的断续信号加 到制动ON控制和制动OFF控制中的开关上，加在制动ON控制中 的断续信号的频率比加在制动OFF控制中的断续信号的频率低。
当加到开关上的断续信号的频率较高时，驱动扭矩(制动扭矩) 减小，这样制动效果降低同时充电电压(生成电压)增加。另外，当 断续信号的频率较低时，驱动扭矩增大，这样与高频率的情况相比制 动效果增加同时充电电压降低。但是，由于实现了断续控制，所以与 只执行简单的制动控制相比，充电电压增大了。
因此，在需实施制动的制动ON控制中，发生器的制动扭矩可以 通过给开关加低频率的断续信号来增大，同时通过断续工作可以抑制 生成能量的下降。
另一方面，在释放制动的制动OFF控制中，发生器的制动扭矩 可以通过给开关加比上述频率高的断续信号来大大减小，从而得到足 够的生成能量。
通过用低频率的断续信号实施制动而用高频率的断续信号释放制 动的方法来抑制生成能量的下降的同时，增大了制动扭矩，从而得到 一个持续时间长的电控机械时计。
虽然相应的断续信号的频率可以根据受控的发生器的特性和相似 属性来适当设置，但是可以只使用例如500-1000Hz的高频断续信 号和如10-100Hz的低频断续信号。
另外，实现断续控制的断续信号不仅频率不同而且占空比也不 同。尤其是，在制动ON控制中用低频率高占空比的断续信号和在制 动OFF控制中用高频率低占空比的断续信号，可以有效地实现制动 控制。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，转动控制装置包括：断 续信号发生器，它产生至少两种有不同频率的断续信号；电压感应单 元，它检测由发生器充电的供电电压，其中当电压感应单元检测的供 电电压低于设定的值，具有第一频率的断续信号加到开关上，而当检 测到的供电电压高于设定的值时，具有比第一频率低的第二频率的断 续信号加到开关上，从而断续地控制发生器。
这时，转动控制装置最好包括制动控制装置，它切换制动ON控 制来检测发生器的转动周期并根据转动周期给发生器实施制动，切换 制动OFF控制释放制动；断续信号发生器产生两种在第一和第二 频率下具有不同占空比的断续信号。并且制动控制装置根据供电电压 和不同的占空比选择地将具有第一和第二频率之一的断续信号相应地 加到制动ON控制和制动OFF控制中的开关上。
上述结构的本发明中，执行发生器制动控制的断续信号根据供电 电压(发生器给电容或类似物充电的电压)切换为不同频率的断续信 号。相应地，当供电电压低于设定的值时，断续信号使制动扭矩降低， 充电电压升高，即充电优先于制动效应，而当供电电压高于设定的值 时，断续信号使制动扭矩升高，充电电压下降，即制动优先于充电效 应，这样根据充电状态就正确地实现了制动控制。
另外，转动控制装置将在对发生器实施制动的制动ON控制和释 放制动的制动OFF控制之间切换的时序同步于根据断续信号断续开 关的时序。
当制动时序与断续信号的时序同步时，断续信号也可作为步 (pace)测量脉冲。
在根据本发明的电子装置的一个例子中，转动控制装置包括转动 周期感应装置，它通过转子转动感应信号检测转子的转动周期，在断 续的某一时刻将发生器的转动波形的电压与参考电压比较，当转动波 形的电压等于或小于参考电压时，转动感应信号置为低电平和高电平 中的一种电平，当转动波形电压高于参考电压时，转动感应信号置为 另一种电平。
这时，当断续时序中与参考电压比较的发生器转动波形电压连续 n次等于或小于参考电压时，转动控制装置将转子转动感应信号置为 低电平和高电平中的一种电平，当断续时序中与参考电压比较的发生 器转动波形电压连续m次大于参考电压时，转动控制装置将转子感 应信号置为低电平和高电平中的另一种电平。另外，n次和m次的 设置优选地是根据断续频率和叠加在转子转动波形上的噪声频率。
当以断续方式控制发生器时，断续脉冲叠加在发生器转子的转动 波形上。因此，转子的转动波形在断续脉冲叠加时(断续执行时序) 与参考电压进行比较，以便根据由转子转动波形得到的转子转动周期 获得一个矩形波信号(转子转动感应信号)。同时，如外部磁场(例 如，频率为50/60Hz的市电)和类似的噪声也叠加在转子的转动波形 上，这样就出现一个情况，即由于噪声的影响使转子的转动波形失真， 不能正确地得到转子转动感应信号。
为解决这个问题，当发生器的转动波形连续n次等于或小于参考 电压时，转子转动感应信号置为低电平和高电平中的一种电平，当在 断续时序中与参考电压进行比较的发生器转动波形电压连续m次大 于参考电压时，转子转动感应信号置为低电平和高电平中的另一种电 平，这样无论转子的转动感应波形等于或小于参考电压还是大于参考 电压，该电压都能正确可靠地检测到，从而消除了由于噪声的影响而 对转子转动感应信号错误地检测。
另外，当发生器的转动波形电压在断续时序中与参考电压进行比 较，其连续x次等于或小于参考电压时，转动控制装置将转子转动感 应信号置为低电平和高电平中的一种，当发生器的转动波形电压在断 续时序中与参考电压进行比较，其y次大于参考电压(可能不连续) 时，转动控制装置将转子转动感应信号置为低电平和高电平中的一种 电平。x次和y次优选地是根据断续频率和叠加在转子转动波形上的 噪声频率而设置的。
无论转子的转动波形等于或小于参考电压还是大于参考电压，都 可以正确可靠地检测到，在这种情况下，消除了由于噪声影响产生的 转子转动感应信号的错误检测。
另外，转子控制装置可采用PPL控制来控制转子的转动而且可 用正/反计数器控制转子的转动。简而言之，转动控制装置可以用任 何方法控制转子的转动，只要它是将转子转动波形与晶振产生的参考 波形比较并对发生器实施转动控制以减小它们之间的差值即可。
在本发明的第二方面，提供了一种电子装置的控制方法，所述装 置包括：机械能量源；由所述机械能量源驱动的发生器，它经齿轮耦 合产生感应能量并由第一和第二端提供电能；和转动控制装置，它由 所述电能驱动来控制所述发生器的转动周期；其特征在于包括如下几 个步骤：比较根据时间基准源产生的参考信号和根据所述发生器的转 动周期输出的转动感应信号，根据转动感应信号相对于参考信号的发 生量断续能使所述发生器相应端短路的开关，以断续方式对所述发生 器实施制动控制；其中所述转动控制装置断续所述开关的断续频率至 少为发生器转子在设定的速度下产生的电压波形的频率的5倍。
在上述电子装置的控制方法中，优选地，上述电子装置是具有与 所述齿轮耦合的指针。
根据上述控制方法，由于发生器的转动控制(制动控制)是通过 “导通”和“关”能短路发生器线圈两端的开关而产生断续而实现的， 所以实施制动时产生的生成能量的下降可以通过开关“关”时生成电 压的升高来补偿，从而在生成能量至少保持在预定值时，控制扭矩增 大，这样就得到一个持续时间长的电控机械时计。
根据本发明的第三方面，提供了一种电子装置的控制方法，所述 装置包括：机械能量源；由所述机械能量源驱动的发生器，它经齿轮 耦合产生感应能量并由第一和第二端提供电能；和转动控制装置，它 由所述电能驱动来控制发生器的转动周期；其特征在于包括如下几个 步骤：将根据时间基准源产生的参考信号和根据发生器的转动周期输 出的转动感应信号输入给正/反计数器，将两个信号之一置为正计数 信号，另一信号置为倒计数信号，当正/反计数器的计数值为预设值 时，对所述发生器以发生器转子在设定速度下产生的起电压波形的频 率的五倍以上的频率的断续方式实施制动，当所述计数值不是预设值 时，对所述发生器不实施制动。
在上述控制方法中，优选地，上述电子装置是具有与所述齿轮耦 合的指针。
根据上述实施方法，当正/反计数器的计数值为设定值时，即当 如主弹簧及类似的机械能量源的扭矩增大并且发生器的转动超前时， 以断续方式连续地实施制动，直到消除计数值之差为止。其结果是， 生成能量保持在不低与预定值时，制动扭矩增加，从而可以快速准确 地调节转速，这样可以快速地执行控制。另外，由于计数值的计数和 比较是由正/反计数器同时实现的，所以可以简化结构并且简单地确 定出相应计数值之差。
附图说明
图1是本发明第一实施方案的电控机械时计的主要部分的平面 图。
图2是图1的主要部分的剖面图。
图3是图1的主要部分的剖面图。
图4是第一实施方案的功能的方框图。
图5是第一实施方案的结构的方框图。
图6是第一实施方案的断续充电电电路的电路图。
图7所示是第一实施方案的波形整形电路的一个实例。
图8所示是第一实施方案的波形整形电路的另一实例。
图9是第一实施方案的电路的波形图。
图10所示是第一实施方案的制动控制电路的比较器的工作过 程。
图11是第一实施方案的控制方法的流程图。
图12是第一实施方案的时序图。
图13是本发明第二实施方案的电控机械时计的主要部分的结构 的方框图。
图14是第二实施方案的电控机械时计的结构的电路图。
图15是第二实施方案的整流电路的结构的电路图。
图16是第二实施方案的正/反计数器的时序图。
图17是第二实施方案的断续信号发生器的时序图。
图18所示是第二实施方案的发生器的输出波形。
图19是第二实施方案的控制方法的流程图。
图20是第二实施方案的时序图。
图21所示是作为第二实施方案的比较实例时，发生器的输出波 形。
图22是第三实施方案的电控机械时计的结构的电路图。
图23所示是第三实施方案的发生器的输出波形。
图24是第三实施方案的时序图。
图25是第四实施方案的电控机械时计的结构的电路图。
图26是第四实施方案的电路的时序图。
图27所示是第四实施方案的发生器的输出波形。
图28是第五实施方案的电控机械时计的结构的电路图。
图29是第五实施方案的电路的时序图。
图30是本发明的改进结构的方框图。
图31是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图32是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图33是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图34是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图35是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图36是本发明的断续充电电路的变化情况下的电路图。
图37所示是本发明的波形整形电路的变化。
图38是本发明的断续整流电路的变化情况下的电路图。
图39所示是本发明的转子转动感应电路的变化的结构。
图40所示是说明转子转动感应电路的工作原理。
图41是转子的转动波形的波形图。
图42所示是说明另一转子转动感应电路的工作原理。
图43是另一转子的转动波形的波形图。
图44是本发明的实例中的断续充电电路的电路图。
图45的图形表示本发明的实例中的断续频率和充电电压之间的 关系。
图46的图形表示本发明的实例中的断续频率和制动扭矩之间的 关系。

下面依据附图说明本发明的实施方案。
图1是本发明第一实施方案的电控机械时计的主要部分平面图， 图2和图3是其剖面图。
电控机械时计包括动桶1，它包括主弹簧1a，桶齿轮1b，桶轴1c 和桶盖1d。主弹簧1的外端固定在桶齿轮1b上，内端固定在桶轴1c 上，桶轴1c由主板2和齿轮系接收器3支撑并由棘轮螺钉5固定使 它和棘轮4一起转动。
棘轮4和定位销6齿和，使它顺时针转动而不是逆时针转动。由 于通过顺时针转动棘轮4使主弹簧缠绕的方法与机械时计的自动或手 动缠绕的方法相类似，所以不再赘述。
桶齿轮1b的转动速度增加到初始速度的7倍后，桶齿轮的转动 传递给第二齿轮7，相应的，速度增加到6.4倍后，传递给第三齿轮 8，速度增加到9.375倍后，传递给第四齿轮9，速度增加到3倍后， 传递给第五齿轮10，速度增加到10倍后，传递给第六齿轮11，最后 速度增加到10倍后，传递给转子12。这样，桶齿轮1b的转动总共 增加到126000倍。
标准小齿轮7a固定在第二齿轮7上，分针13固定在标准小齿轮 7a上，秒针固定在第四齿轮9上。因此，为使第二齿轮7和第四齿 轮9以1rpm转动，必须控制转子12以5rpm的速度转动。这时， 桶齿轮1b以1/7rpm转动。
电控机械时计包括发生器20，它包括转子12，定子15和线包16。 转子12包括转子磁铁12a，转子小齿轮12b，和转子惯性盘12c。转 子惯性盘12c用来减小动桶1的驱动扭矩的变化产生的转子12的转 数的变化。定子15包括定子体15a和以40000圈缠绕在其上的定子 线圈15b。
线包16包括磁芯16a和以110000圈缠绕在其上的线圈16b。定 子体15a和磁芯16a包括PC玻莫合金。定子体15b和线圈16b相互 串联，这样它们输出的电压需加上它们产生的电压。
下面参照图4至图9说明电控机械时计的控制电路。
图4是实施方案的功能原理方框图。
发生器20输出的交流电经过整流电路21进行升压和整流，整流 电路21执行升压和整流，全波整流，半波整流和三极管整流等。负 载22，例如控制转动控制装置的IC，晶振等，与整流电路21相连。 为了便于说明，图4所示的IC中的各个功能电路与负载22分开了。
制动电路23与发生器20相连，其中制动电阻23A和用作开关 功能的N-沟道或P-沟道型晶体管串联到制动电路23。VCO(压 控振荡器)25包括发生器20和制动电路23。除了制动电阻23A，可 在制动电路23中适当的插入一个二极管。
转动控制装置50与VCO25相连。
转动控制装置50包括振荡电路51，分频电路52，检测转子12 的转动的转动感应电路53，相位比较电路(PC)54，低通滤波器(LPF) 55和转动控制电路56。
振荡电路51输出晶振51A产生的振荡信号，振荡信号由分频电 路52分频到预定的频率。分频的信号输出给相位比较电路54作为时 间基准信号(参考频率信号)fs，如为100Hz。可以用不同的参考标 准振荡源代替晶振51A产生参考信号。
转动感应电路53高阻接收VCO25的输出波形，这样发生器20 不会影响它。它将该输出转换为矩形波脉冲fr并输出给相位比较电 路54。
相位比较电路54比较来自分频电路52的时间基准信号fs的相 位和来自转动感应电路53的矩形波脉冲fr的相位，并输出一个差值 信号作为两个信号相位之差。差值信号在由LPF55滤掉高频分量后 输出给制动控制电路56。
制动控制电路56根据上述信号将来自制动电路23的控制信号输 入给VCO25，通过它实现相位同步控制(PLL控制)。
图5所示为本实施方案更具体的结构。
本实施方案中，如图中所示，断续充电电路60作为制动电路23。 如图6所示，断续充电电路60包括：与发生器20的线圈15b、16b 相连的两个比较器61、62，给比较器61、62提供比较参考电压Vref 的电源63，输出比较器61、62的输出和制动控制电路56的时钟输 出(控制信号)相“或”的结果的“或”电路64、65，与线圈15b、 16b相连的场效应管(FETs)66、67，它作为开关将“或” 电路64、65的输出加到其栅上，和与线圈15b、16b以及位于整流 电路21中的电容21a相连的二极管68，69。FET66，67存在寄生二 极管66A，67A。
电容21a的+极(第一根供电线端)置为电压VDD，其一极(第 二根供电线端)置为VTKN(V/TANK/Negative：电池一极)。同理， 电源63的一极和场效应管66，67的源极也置为VTKN(第二根供 电线端)。因此，断续控制电路60通过控制场效应管66，67使发生 器20和VTNK端短路一次，以实现断续升压，这样当场效应管66， 67打开时，发生器20的电压比电压VDD高。为此，比较器61，62 比较生成的升压电压和电压Vref，它被强行地置为VDD和VTNK 之间的值。
断续控制电路60中，比较器61，62的输出也输出给波形整形电 路70。相应地，转动感应电路53包括断续充电电路60和波形整形 电路70。
可以采用单稳态多谐振荡器(单相型)，它包括如图7所示电容 72和电阻73，如图8所示用计数器74和锁存器75的结构，或如波 形整形电路70的结构。
相位比较电路54包括模拟相位比较器，数字相位比较器和相似 的比较器，还可以用使用CMOS IC的CMOS型相位比较器或类似 的比较器。相位比较电路54检测分频电路52输出的10Hz时间基准 信号fs和波形整形电路70输出的矩形波脉冲fr之间的相位差，并输 出差值信号。
差值信号输入给电荷泵(CP)80并转换电压电平，其高频分量 被由电阻82和电容83组成的环路滤波器81去掉了。因此，LPF55 包括电荷泵80和环路滤波器81。
环路滤波器81输出的电平信号输入给比较器90。一个三角波信 号b输入给比较器90，三角波信号是通过将振荡电路51的信号经三 角波发生电路92转换而获得的，三角波发生电路92用分频电路91 将振荡电路51输出的信号分频至50Hz-100KHz，并使用积分器。比 较器90输出根据环路滤波器81输出的电平信号a和三角波信号b输 出矩形波脉冲c。因此，制动控制电路56包括比较器90，分频电路 91和三角波发生电路92。
如上所述，比较器90输出的矩形波脉冲信号c作为时钟信号CLK 输入给断续充电电路60。
下面将参照图9，10中的波形图和图11中的流程图说明本实施 方案的工作原理。
当主弹簧1a驱动发生器20的转子转动时，根据磁通的变化由线 圈15b，16b输出交流波形，这些输入给比较器61，62，它将波形与 电源63提供的参考电压Vref比较。通过比较器61、62的比较，检 测到“导通”场效应管66，67的极性的时序。
这样，给电容21a升压和充电及发生器20的断续制动操作可以 只通过给场效应管66，67的栅输入时钟信号CLK来实现。但是， 在只由时钟信号的控制中，当时钟信号为高电平时，场效应管 66，67同时“导通”并短路，而当时钟信号为低电平时，电容21a 经寄生二极管66A，67A之一和二极管68，69之一的路径充电。更 具体的说，当AG1端为正电平时，电容21a经寄生二极管67A至二 极管68再经由线圈15b，16b的路径充电，而当AG2端为正电平时， 电容21a经寄生二极管66A至二极管69再经由线圈15b，16b的路径 充电。
在这种情况下，由于两个二极管在充电路径中串联，压降值是相 应二极管的升压VF的和。因此，只有在充电电压高于压降的值和电 容21a的电势之和时，电容21a充电。在电控机械时计的发生器产生 电压量少的情况下，这对于降低充电效率来说是一个很大的因素。
为解决上述问题，本实施方案通过预定了场效应管66，67的时 序提高充电效率而不是同时“开”“关”场效应管。
即当AG1为从VTKN来看为+并且高于电压Vref时，比较器61 输出高电平信号，这样不考虑时钟信号CLK，电路持续输出高电平 信号，从而场效应管67由加在其栅上的电压将其置“导通”。
另一方面，由于AG2＜电压Vref，与AG2端相连的比较器61输 出低电平信号，或电路64输出一个与时钟信号同步的信号，场效应 管66反复开/关，并且AG1端断续升压。
当场效应管开一次然后关一次时，充电路径为AG1-二极管68 -电容21a-VTNK-场效应管67(由源极到漏电极)-AG2，并且 路径中去掉了寄生二极管67A，从而减少了压降，提高了充电效率。
最好选择电压Vref的值作为发生器20给寄生电容21a断续升压 和充电所生成的电压的值。通常，电压Vref设为高于VTKN几百毫 伏。当电压Vref为高电平时，由于起始时间到比较器61，62开始工 作之间的时间间隔增大，并且在这个时间间隔内，两个二极管在充电 路径中串联，从而能量产生效率降低。
当场效应管66置“导通”，由于场效应管67也同时置“导通”， 所以发生器20短路。其结果是，给发生器施加短路制动，并且生成 的能量相应地减少。但是，当“关”掉场效应管66时，发生器20与 VTKN短路，发生器20的电压升高到大于VDD。因此，当“开”“关” 场效应管的断续周期高于预定周期时，施加短路制动可以补偿生成能 量的下降，这样在保持生成能量高于预定值的同时，增大制动扭矩。
当发生器20的输出置为AG2端时，实现的过程与上述的过程相 似，除了比较器61和晶体管66被上述过程中的比较器62和晶体管 67代替之外。
断续充电电路60的比较器61，62的输出信号输入给波形整形电 路70并被转换为矩形波脉冲fr。这样，转动感应电路53包括断续充 电电路60，波形整形电路70检测转子12的转动并输出矩形波脉冲fr 作为检测信号(步骤1，下文中步骤缩写为“S”)。
例如，图7中所示的单稳多谐振荡器71通过只检测一个极性(比 较器62的输出)来实现波形整形。更具体的说，单稳多谐振荡器在 比较器62输出的上升沿被触发并输出一个脉宽由CR确定的脉冲。 由于CR的时间常数约设为时钟信号CLK的一个周期的1.5倍，在 由CR确定的脉冲时间内，比较器62的下一个输出的上升沿被输入 以触发单稳多谐振荡器。因此，单稳多谐振荡器71连续地输出高电 平，直到在CR确定的时间的1.5T内，不产生比较器62的上升沿 为止，这样就输出一个根据发生器20的输出信号产生的矩形波脉冲 fr。但是，脉冲fr下降时间由CR的设定时间-极性检测脉冲的高电 平时间延迟，当如图9中所示CR设为1.5T时，有1T(1.5T-0.5T) 延迟。
另一方面，图8中所示的波形整形电路70也通过只检测一个极 性(比较器61，62中任何一个的输出)来实现波形整形。更具体的 说，波形整形电路70包括计数器74，它只计数2T时间内的时钟信 号并清除它，和锁存装置75，它锁存计数器74的输出。这样设置计 数器74和锁存装置75使它们可根据比较器61，62中任何一个的输 出被清除。例如，如图9中所示，比较器65产生输出，则锁存装置 75和计数器74被清除，fr输出低电平信号。当比较62不产生输出 时，fr由计数器74锁存为高电平。
当比较器62再产生输出时，锁存信号被清除并且fr变为低电平， 这样可得到矩形波脉冲。当在设定给计数器的时间2T内比较器62 产生输出时，不执行锁存操作。如图9中所示，在这种情况下，矩形 波脉冲fr上升到高电平的时间延迟设定给计数器的时间(2T)。
图7，8中所示的波形整形电路70将比较器62的输出通过延迟 转换成矩形波脉冲。这样做就防止了设定给CR或计数器的时间内不 正确的脉冲的出现，因为在系统的起始时，比较器62的输出通常不 能和时钟信号的周期同步，其输出缺几个脉冲，这时当输出转换成矩 形波脉冲时，就产生了不正确的脉冲。根据脉冲缺少的程度可将CR 和计数器的时间设为1.5-5T。延迟在控制中没有任何影响。
上述整形后的矩形波脉冲fr由相位比较电路54(S2)将其与分 频电路52的时间基准信号fs比较，它们的差值信号经由电荷泵80 和环路滤波器81转换成电平信号a。
如图10所示，比较器90根据电平信号a和三角波发生电路92 产生的三角波信号b输出一个矩形波脉冲信号c。当根据转子12的 转动的方波脉冲fr先于时间基准信号fs时，电平信号a置为低于标 准电平，而当其滞后于时间基准信号时，电平信号a高于标准电平。
其结果是，当方波脉冲fr先于时间基准信号fs(S3)时，方波 脉冲信号c在较长时间内为高电平状态，从而增加了断续充电电路60 中相应的断续周期中的短路制动时间，这样制动量增大，发生器20 的转子12的速度减小(S4)。相反，当方波脉冲fr滞后时间基准信 号fs时，方波脉冲信号c在较长时间内为低电平状态，从而减少了 断续充电电路60中相应的断续周期中的短路制动时间，这样制动量 减小，发生器20的转子12的速度增大(S5)。上述制动控制的重 复工作控制方波脉冲fr，这样它与时间基准信号fs有关。
图12中所示，为时间基准信号fs和图4，5中所示的波形整形 电路70输出的方波脉冲fr及比较器10输出的信号c之间的关系。 即，根据时间基准信号fs和方波脉冲fr之间的相位差，比较器90输 出的信号c使短路制动时间增大从而增大制动量或使制动时间减少从 而减小制动量。即，在图12中所示的时间基准信号fs的周期T1，T2， T3内进行比较，由于在周期T2内方波脉冲fr的下降沿和下一个的 基准频率信号fs的下降沿之间的相位差小于周期T1内的相位差，所 以在周期T2随后的下一个周期(周期T3)内，比较器90的输出信 号c，与周期T1内比较方波脉冲fr的下降沿和下一个参考频率信号 fs的下降沿之间的相位差的情况相比(即与周期T2相比)，减少了 短路控制时间，从而减小了制动量。在时间基准信号fs的一个周期 内，输出信号c为相同的波形，即波形具有相同的短路制动时间。本 实施方案中，制动时间设为高电平，即当输出信号c为高电平时，实 施制动。
本实施方案可以得到以下效果。
1.由于VCO25包括发生器20和制动电路23，还有相位比较电 路54和制动控制电路56，所以发生器20的转动控制可用PLL控制。 其结果是，由于在转动电路23中是通过比较相应周期内的生成能量 的波形来设定转动电平的，所以当发生器20每次在锁定范围内时， 可以立刻产生反应进行稳定的控制，直到在某一时刻生成能量的波形 有很大变化为止。
2.由于制动电路23包括断续充电电路60且采用断续方式实现制 动控制，所以在生成能量至少保持在预定值时可以增大制动扭矩。其 结果是，在保持系统稳定的同时，可以有效地实施制动控制。
3.由于使用了断续充电电路60，所以不只是制动控制而且经整流 电路21给电容21a充电(能量产生过程)和检测发生器20的转子12 的转动也是由断续充电电路60实现。这样，与由分别的电路实现相 应功能的情况相比，简化了电路的结构，通过减小部件数量降低成本， 并且提高了工作效率。
4.由于断续充电电路60控制“开”“关”相应的场效应管66，67 的时序，并且在场效应管66，67之一为连续导通的状态下开关另一 个场效应管，所以可以减小充电路径的压降，并且提高能量产生效率。 这是很有效的，因为当在电控机械时计中用必须体积小的发生器20 时，提高了发生器20的能量产生效率。
5.由于提供了波形整形电路70，所以即使由于断续充电电路60 的电路结构发生变化而产生VCO25的输出波形的变化，输出波形的 不同部分可由波形整形电路70吸收掉。其结果是，即使断续充电电 路60的电路结构不同，转动控制电路50可以共用，从而减少了部件 成本。
6.当用低通滤波器(LPF)和比较器组成一个常规电路作为波形 整形电路70时，经断续升压的生成电压的一部分给包括初级延时CR 滤波器等的LPF充电。虽然这是降低电容21a充电效率的一个因素， 但是由于本实施方案的波形整形电路70实施数字化处理，所以耗电 电流可抑制为低电平，并可提高电容21a的充电效率。
下面，将说明本发明的第二实施方案。在本实施方案中，与上述 方案相同的符号用来表示与上述实施方案相似或对应的参数，在此不 再赘述。
图13是第二实施方案的电控机械时计的方框图。
电控机械时计包括作为机械能量源的主弹簧1a，将主弹簧扭矩 转给发生器20的加速齿轮(齿轮7-11)和与加速齿轮耦合用来显 示时间的指针(分针13和秒针14)。
发生器20由主弹簧1a经加速齿轮驱动并通过产生出的能量供 电。发生器20输出的交流经整流电路21进行升压和整流，整流电路 21实现升压和整流，全波整流，半波整流，三极管整流等并给包含 电容的充电电路21a充电。
本实施方案中，如图14所示，给发生器20提供了包括整流电路 35的制动电路120。更具体的说，制动电路120包括第一和第二开关 121，122，它们通过短路发生器20的输出端：第一端MG1和第二 端MG2来实施短路制动。
本实施方案中，第一开关121包括第一P沟道场效应管(FET) 126，它有一个栅和第二端MG2相连，和第二场效应管127，它有一 个栅输入的是后面将讲到的断续信号发生器180输出的断续信号(断 续脉冲)CH3，如图15中所示，第一场效应管126和第二场效应管 127串联。
第二开关122包括第三P沟道场效应管(FET)128，它有一个 栅和第一端MG1相连，和第四场效应管129，它有一个栅输入的是 断续信号发生器180输出的断续信号(断续脉冲)CH3，第三场效应 管128和第四场效应管129串联。
倍压整流电路(简化的同步升压断续整流电路)35包括升压电 容123，二极管124，125，第一开关121和与发生器20相连的第二 开关122。任何一种电流沿一个方向流动的单向器件可以用作二极管 124，125。特别是，电控机械时计中发生器20产生的电压很小时， 最好用压降vf小的肖特基势垒二极管作为二极管125。另外，最好 用反向漏电压小的硅二极管作为二极管124。
制动电路120由转动控制装置50控制，供电电路(电容)21a 输出的能量驱动转动控制装置。如图13所示，转动控制装置50包括 振荡电路51，转子转动感应电路53和制动控制电路56。
振荡电路51用晶振51A作为时间基准源输出一个振荡信号 (32768Hz)，振荡信号由含有12级触发器的分频电路52分频到预 定的频率。分频电路52的第12级的输出Q12作为8Hz参考信号。
转动感应电路53包括与发生器20相连的波形整形电路161和单 稳态多谐振荡器162。波形整形电路161包括放大器和比较器，并将 正弦波转换成方波。单稳态多谐振荡器162作为带通滤波器，使某频 率或低于这一频率的脉冲通过，并且输出去噪声的转动感应信号 FG1。
控制电路56包括作为制动控制电路的正/反计数器160，同步电 路170和断续信号发生器180。
转动感应电路53输出的转动感应信号FG1和分频电路52输出 的参考信号fs经同步电路170输入给正/反计数器160的正计数输入 端和倒计数输入端。
同步电路170包括4触发器171，“与”门172和“与非”门173， 并利用分频电路52的第五级输出Q5(1024Hz)和第六级输出Q6 (512Hz)同步转动感应信号FG1和参考信号fs，同时进行调节以防 止自叠加状态中输出相应的信号脉冲。
正/反计数器160包括4位计数器。由同步电路170输出的基于 转动感应信号FG1的信号输入给正/反计数器160的正计数输入端， 由同步电路170输出的基于参考信号fs的信号输入给倒计数输入端。 在这种方式下，在参考信号fs和转动感应信号FG1被计数的同时计 算它们之间的差值。
正/反计数器160包括4个数据输入端(预置端)A-D并将高电 平信号输入给A-C端，这样正/反计数器的初始计数值(预置值) 被设为7。
初始化电路190与正/反计数器160的负载(load)输入端相连， 它根据供电电路21a的电压输出系统复位信号SR，本实施方案中， 初始化电路190输出高电平信号直到供电电路21a的充电电压为预定 值为止，并且当充电电压至少为预定值时，输出低电平信号。
由于正/反计数器160直到load输入端为低电平时，即直到输出 系统复位信号SR时，不接收正/反输入，所以正/反计数器160的计 数值保持为“7”。
正/反计数器160有4位输出端QA-QD。因此，当计数值为7 或小于7时，第四位输出端输出低电平信号，而当计数值为8或大于 8时，输出高电平信号。输出端QD与断续信号发生器180相连。
断续信号发生器180包括：第一断续信号发生装置181，它包 括三个“与”门182-184。并利用分频电路52的输出Q5-Q8输出 第一断续信号CH1；第二断续信号发生装置185，它包括两个“或” 门186-187，并利用分频电路52的输出Q5-Q8输出第二断续信号 CH2；一个“与”门188，它输入正/反计数器160的输出QD和第二 断续信号发生器185的输出CH2；和一个“或非门”189，它输入“与” 门188的输出和第一断续信号发生装置的输出CH1。
断续信号发生器180的“或非”门189的输出CH3输入给第二 和第四场效应管127，129的栅极。因此，当CH3输出低电平时，场 效应管127，129保持为“导通”状态，这样发生器20被短路并给它 施加制动。
另一方面，当CH3输出为高电平时，场效应管127，129保持为 “关”状态，这样不给发生器20施加制动。这样，发生器20由CH3 输出的断续信号断续地控制。
下面，将参考图16-图18中的时序图和图19中的流程图说明 本实施方案的工作原理。
当发生器20开始工作，且由初试化电路190输出的低频电平系 统复位信号SR输入给正/反计数器160(S11)的LOAD输入端时， 正/反计数器160(S12)对基于转动感应信号FG1的正计数信号(UP) 和基于参考信号fs的倒计数信号(DOWN)计数。这两个信号由同 步电路170处理使它们不同时输入给正/反计数器160。
其结果是，当初始值为7的情况下输入正计数信号时，则计数值 为“8”并且QD的输出的高电平送给断续信号发生器180的“与” 门188。
另一方面，当输入倒计数信号(DOWN)并且计数值返为“7” 时，QD输出低电平信号。
如图17所示，在断续信号发生器180中，利用分频电路52的输 出Q5-Q8，第一断续信号发生装置181输出CH1并且第二断续信 号发生装置185输出CH2。
当正/反计数器160的输出端QD输出低电平(计数值：“7”或 小于“7”)时，由于“与”门188的输出也是低电平，所以“或非” 门189的输出CH3是将CH1反相获得的断续信号，即断续信号的占 空比小(场效应管127，129置“导通”的比例)，即高电平信号(制 动“关”时间)时间长而低电平信号(制动“导通”的时间)的时间 短。因此，在一个参考周期内，制动“导通”的时间减少了，以至于 几乎没有制动施加给发生器20，即实现了优先于能量发生的制动 “关”控制(S13，S15)。
另一方面，当正/反计数器160的输出端QD输出高电平信号(计 数值：大于或等于“8”)时，由于“与”门188的输出也是高电平， 所以“或非”门189的输出CH3作为断续信号，它是将CH2反相得 到的。这样，断续信号的占空比大，即低电平信号(制动“开”的时 间)长而高电平信号(制动“关”的时间)时间短。因此，在参考周 期内，制动“开”的时间增大，给发生器20实施制动ON控制。但 是，由于在预定周期内制动为“关”，所以就实现了断续控制，这样 在抑制了生成能量下降的同时提高了制动扭矩。(S13，S14)
倍压整流电路(简化的同步升压断续整流电路)35将发生器20 产生的电荷给供电电路21a充电，如下面所述。这样，当第一端MG1 的极性为“+”并且第二端MG2的极性为“-”时，第一场效应管 (FET)126被置为“导通”，第三场效应管(FET)128被置为“关”。 其结果是，由发生器20感应的电压的电荷经图15中所示的电路 “④→③→⑦→④”给如0.1μF的电容123充电，同时经电路 “④→⑤→⑥→①→②→③→⑦→④”给如10μF的供电电路(电容)21a 充电。
另一方面，当第一端MG1的极性切换为“-”并且第二端MG2 的极性切换为“+”时，第一场效应管(FET)126被置为“关”， 第三场效应管(FET)128被置为“开”。其结果是，发生器20感 应的电压和给电容123充电的电压之和所得的电压经图15中所示的 电路“电容123→④→⑦→⑥→①→②→③→电容123”给供电电路(电 容)21a充电。
当发生器20的两端被断续脉冲短路，在此状态下发生器20不工 作时，在线圈两端感应一个高电压，并且供电电路(电容)21a由高 充电电压充电，从而提高了充电效率。
当主弹簧1a有较大扭矩并且发生器20有高转速时，由正计数信 号(UP)使计数值为“8”后，正计数值还可被输入。在这种情况下， 计数值为“9”并且由断续信号CH3实现的断续信号制动ON控制使 输出QD保持为高电平。然后，发生器20的转速由于施加了制动而 有所下降。当参考信号fs(倒计数信号)在转动感应信号FG1输入 之前输入两次时，计数值降为“8”和“7”，当计数值为“7”时， 控制切换到转动OFF控制以释放制动。
当实现上述控制时，发生器20的转速趋近设定的转速并且操作 接近锁定状态，该状态中正计数信号(UP)和倒计数信号(DOWN) 交替地输入，并且计数值重复为“8”和“7”。同时，根据计数值制 动被重复地置为“开”和“关”。这样，在转子旋转一次的一个参考 周期内，通过施加有大占空比的断续信号和小占空比的断续信号给场 效应管127，129而实现断续控制。
另外，当主弹簧1a放松，其扭矩减小时，施加制动的时间逐渐 减少，并且即使不加制动，发生器20的转速趋近参考速度。
这样，即使没有施加制动，仍有许多倒计数值输入，当计数值小 于或等于“6”时，说明主弹簧1a的扭矩减小。这样，用户可停止指 针工作，立即重新上紧主弹簧1a，指针在低速工作时，可让蜂鸣器 发声或让灯亮。
因此，当正/反计数器160的输出端QD输出高电平信号，根据 大占空比的断续信号实现制动ON控制，而当QD输出低电平信号， 根据小占空比的断续信号实现制动OFF控制。这样，制动ON控制 和制动OFF控制由作为制动控制装置的正/反计数器160进行切换。
本实施方案中，当输出端QD输出低电平信号时，断续信号CH3 被设置为使高电平时间：低电平时间是15∶1，即，占空比为1/16＝ 0.0625，而当输出端QD输出高电平信号时，断续信号CH3被设置为 使高电平时间：低电平时间是1∶15，即，占空比为15/16＝0.9375。
如图18所示，发生器20的MG1，MG2端输出根据磁通变化的 交流波形。同时，根据输出端QD输出的信号，将频率恒定和占空比 不同的断续信号CH3适当地施加给场效应管127，129。当输出端QD 输出高电平信号时，即，当实施制动ON控制时，每个断续周期内短 路制动时间增大，从而增大了制动量，减小了发生器20的转速。虽 然根据施加的制动量，生成的能量总量减少，但是可以通过 输出断续信号“关”场效应管127，129时，在短路制动中积累的 能量而使能量断续地升压。相应地，短路制动中生成能量的减小可以 得到补偿，这样在抑制生成能量下降的同时，可以增大制动扭矩。
相反地，当输出端QD输出低电平信号时，即当实施制动OFF 控制时，在每个断续周期内的短路制动时间减少，从而减小了制动量， 增大了发生器20的转速。由于当场效应管127，129由“关”状态切 换到“开”状态时，此时能量也断续地升压，这样即使与实施控制的 情况相比，此情况下没有实施制动，生成能量可被提高。
发生器20输出的交流由倍压整流电路升压和整流，并给供电电 路(电容)21a充电，转动控制装置50由供电电路(电容)21a驱动。
由于正/反计数器160的输出QD和断续信号CH3都利用了输出 Q5-Q8和分频电路52的Q12，即，由于断续信号CH3的频率设为 输出QD的频率的整数倍，所以产生的输出QD的输出的变化，即制 动ON控制和制动OFF控制切换的时序和断续信号CH3互为同步。
图20所示的是图16-图18中的时序图说明的8Hz倒计数信号 (DOWN)，8Hz正计数信号(UP)和断续信号(CH3)之间的关 系。本实施方案中，断续信号(CH3)与倒计数信号(DOWN)和 正计数信号(UP)同步。然而，如图20的断续信号(CH3’)所示， 断续信号(CH3)与倒计数信号(DOWN)和正计数信号(UP)不 同步，且其波形的起始为相应信号(DOWN，UP)的某一周期内的 断续信号(CH3’)的高电平或某一周期内的断续信号的低电平。本 实施方案中，制动时间为低电平，这样当断续信号CH3为低电平时， 实施制动。
另外，断续信号不必与控制转子12的转动的速度同步，即，允 许显示正确时间的速度，只要转子12以该速度转动。更具体的说， 断续周期可以与设定速度同步，也可不同步，它们之间的关系不受任 何限制。
本实施方案可得到下述结果。
7.基于转动感应信号FG1的正计数信号(UP)和基于参考信 号fs的倒计数信号(DOWN)输入给正/反计数器160，在转动感应 信号FG1(正计数信号)的计数值大于参考信号fs(倒计数信号) 的计数值的情况下(当正/反计数器的初始值为“7”，计数值为大于 或等于“8”的情况)，由制动电路120连续地给发生器20施加制 动，而在转动感应信号FG1的计数值小于参考信号fs的计数值的情 况下(计数值为小于或等于“7”的情况)，关掉发生器20的制动。 其结果是，即使发生器20启动时，发生器20的转速大大偏离参考速 度，转速可立即逼近参考速度，从而提高了转动控制的反应。
8.而且，由于制动ON和制动OFF的控制是用两种有不同占空 比的断续信号CH3实现的，所以可增大制动(制动扭矩)而不产生 充电电压(生成电压)的下降。特别是，当实施制动时，由于发生器 20是用大占空比的断续信号控制，所以在消除充电电压下降的同时 可增大制动扭矩，从而在保持系统稳定性的同时可以有效地实施制动 控制。在这种结构下，也可延长电控机械时计的持续时间。
9.当不实施制动时，由于发生器20是用小占空比的断续信号控 制，所以在不实施制动时，充电电压可以进一步地提高。
10.由于制动ON和制动OFF的控制的切换只与是否计数值是 小于或等于“7”还是大于或等于“8”有关，而且制动时间等不需另 设，所以转动控制装置50的结构可以简化，从而可减少部件成本和 生产成本，这样的电控机械时计的成本较低。
11.由于正计数信号(UP)输入的时序根据发生器20的转速而变 化，所以计数值为“8”的时间，即实施制动的时间也可自动调制。 其结果是，在锁定状态下即正计数信号(UP)和倒计数信号(DOWN) 交替输入的情况下，可实现具有快速反应的稳态控制。
12.由于正/反计数器160作为制动控制装置，所以对相应的正计 数信号(UP)和倒计数信号(DOWN)的计数和对相应计数值之差 的比较可以同时自动地实现。其结果是，简化结构的同时也可简单地 确定相应计数值之差。
13.由于采用4位正/反计数器160，可以有16个计数值。因此， 当连续输入正计数信号(UP)时，可以对输入值进行累积计数，并 且在设定范围即在该范围内，正计数信号(UP)和倒计数信号 (DOWN)连续地输入并且不达到“15”或“1”，输入值的累积误 差可被校正。其结果是，即使发生器的转速大大偏离参考速度，可通 过可靠地校正累积误差使它回到参考速度，尽管这需要的时间为达到 闭环状态需要的时间，从而可在长时间运行下，使指针工作在正确的 工作状态。
14.由于在初始化电路190使发生器20启动直到供电电路21a充 电到预定值的时间内，没有产生制动控制，就没有制动控制加给发生 器20，所以供电电路21a的充电具有了优先权。这样，供电电路21a 可以快速稳定地驱动转动控制装置50，并且随后执行的转动控制的 稳定性也得到了提高。
15.由于从输出端QD输出电平的时序的变化，即切换制动“开” 和“关”控制的时序与断续信号CH3由“开”状态变为“关”状态 的时序同步，所以根据断续信号CH3，发生器20在预定的间隔内产 生高电压部分(毛刺部分)并且输出也可作为时钟的步测脉冲。
这样，当输出QD与断续信号CH3不同步时，除了有预定周期 的断续信号CH3外发生器20根据输出QD的变化也可产生高电压部 分，如图21所示。其结果是，由于毛刺部分不总是在发生器输出波 形预定的间隔中输出，所以它不能用作步测量脉冲，但是当如本实施 方案中所示，输出QD与断续信号CH3同步时，毛刺部分也可用作 步测量脉冲。
16.由于发生器20的整形控制由与MG1，MG2端相连的第一和 第三场效应管实现，所以不必用比较器等，而且简化了结构，也防止 了由于比较器功耗带来的充电效率的下降。另外，利用发生器20的 电压端来“开”“关”场效应管126，128，可以控制它们与发生器20 的两端的极性一致，从而提高了整流效率。另外，由于受断续控制的 第二和第四场效应管127，129和场效应管126，128串联，所以可以 单独实现断续控制，从而简化了结构。因此，倍压整流电路(简化的 同步升压断续整流电路)35的结构简单，它执行断续整流和发生器20 的升压极性同步。
下面，将参考图22说明本发明的第三实施方案。本实施方案中， 与上述相应实施方案使用的相同的符号表示与上述实施方案相似或对 应的元件，在这不再赘述。
本实施方案的结构是这样的，即断续信号发生器180只包括第二 断续信号发生装置185而去掉了第一断续信号发生装置181，并且通 过只在制动ON控制中施加断续信号来实现断续控制。
这样，如图23所示，由于在输出端QD为低电平的情况下，断 续信号发生器180的输出CH4保持高电平，不实施制动，所以场效 应管127，129保持“关”状态并且发生器20如常输出交流。另一方 面，当输出端QD为高电平并且实施制动(制动ON控制中)时，断 续信号发生器180的输出CH4作为断续信号，与第一实施方案的断 续信号相似，并实现了断续控制。
图24中所示的时序图表示了8Hz倒计数信号(DOWN)，8Hz 正计数信号(UP)和断续信号(CH4)之间的关系。虽然在本实施 方案中断续信号(CH4)也与倒计数信号(DOWN)的一个周期同 步，但是断续信号(CH4)可有如图24中断续信号(CH4’)所示的 与倒计数信号(DOWN)不同步的波形，断续信号(CH4)在倒计 数信号(DOWN)的某个周期内一断续信号(CH4’)的高电平为起 始并且在其某个周期内一低电平为起始。本实施方案中，制动时间设 为低电平，这样当断续信号CH4为低电平时，实施制动。
另外，如第二实施方案相同，在本实施方案中断续信号也不需与 设定给转子12的速度同步。
本实施方案也可实现与第二实施方案(7)，(8)(10)-(16) 条相似的工作过程和工作效果。
17.另外，由于去掉了第一断续信号发生装置181，所以可以减少 部件数量，降低费用。
下面将参考图25说明本发明的第四实施方案。在本实施方案中， 与上述相应实施方案使用的相同的符号表示与上述实施方案相似或对 应的元件，在这不再赘述。
本实施方案是这样的，即断续信号发生器180中的第一断续信号 发生装置181的输出CH2的频率不同于断续信号发生器180中的第 二断续信号发生装置185的输出CH5的频率，这样可输出两种不同 频率的断续信号作为断续信号发生器180输出的断续信号CH6。
这样，如图26中所示，通过将分频电路52的输出Q4只输入给 第一断续信号发生装置181，使第一断续信号发生装置181的输出CH5 的频率置为第二断续信号发生装置185的输出CH2的频率的两倍。 因此，根据输出端QD的电平即根据是实施制动置“ON”控制还是 制动“OFF”控制输出，两种有不同占空比和频率的断续信号被输出 作为断续信号发生器180的输出信号CH6，从而发生器20输出图27 中所示的交流波形。
本实施方案中，断续信号也不必与设定给转子12的速度同步。
本实施方案可实现类似于第二实施方案(7)-(16)条的工作 原理和工作效果。
18.另外在制动OFF控制中，断续频率为第二实施方案的两倍。 如图45和图46所示，当占空比相同时，较高的频率可减小驱动扭矩 同时可提高充电电压。其结果是，与第一实施方案相比本实施方案在 制动OFF控制中，可减弱制动效果(制动扭矩)，从而可更加提高 充电电压。
下面，将参照图28说明本发明的第五实施方案。在本实施方案 中，与上述相应实施方案使用的相同的符号表示与上述实施方案相似 或对应的元件，在这里省略或简化了对它们的说明。
本实施方案具有断续信号发生器180，它包括输出高频断续信号 的高频断续信号发生器101，输出低频断续信号的低频断续信号发生 器102，作为电压感应单元用来检测供电电路6的电压的供电电压感 应电路103和根据供电电路6的电压切换并输出高频断续信号发生器 101的输出CH7和低频断续信号发生器102的输出CH3的开关装置 104。
相应的断续信号发生器101，102的结构类似于第二实施方案的 断续信号发生器180，包括三个“与”门182-184，两个“或”门186， 187，输入为“或”门187的输出和正/反计数器160的输出Q7的“与” 门188，和输入为“与”门188的输出和“与”门184的输出的“或 非”门189。
由于高频断续信号发生装置101利用了分频电路52的输出Q4- Q7，所以它输出的断续信号CH7的频率高于利用分频电路52的输 出Q5-Q8的低频断续信号发生装置102的断续信号的频率。
当给供电电路(电容)21a充电的电压低于设定值时，供电电压 感应电路103输出低电平信号，而当电压高于设定值时，供电电压感 应电路103输出高电平信号。
开关装置104包括两个“与”门105，106，它们的输入分别为供 电电压感应电路103的信号和相应的断续信号发生装置101，102的 信号，和一个“或”门107，它的输入为“与”门105，106的输出。
当低电平信号从供电电压感应电路103输入时(当充电电压低于 设定值时)，通过将从供电电压感应电路103输入给“与”门105的信 号反相产生低电平信号来消除低频断续信号发生装置102的输出 CH3，使得高频断续信号发生器101的输出CH7由“或”门107输出 给场效应管127，129。相反，当从供电电压感应电路103输入高电 平信号(当充电电压高于设定值时)，通过该低电平信号消除高频断 续信号发生装置101的输出CH7，使得低频断续信号发生装置102 的输出CH3由“或”门107输出给场效应管127、129。
其结果是，当供电电压低时，由高频断续信号CH7实现断续制 动控制，而当供电电压高时，由低频断续信号CH3实现断续制动控 制。由于断续信号CH3和CH7的占空比相同，相应地当实现制动ON 控制和制动OFF控制时，高频断续信号CH7有较低的驱动扭矩和较 高的充电电压，即它可先于充电实现制动，而低频断续信号CH3有 较大的驱动扭矩和较低的充电电压，即它可先于制动实现控制。
在本实施方案中，断续信号也不必与设定给转子12的速度同 步。
本实施方案可实现类似于第二实施方案的(7)-(16)条的工 作原理和工作效果。
19.另外，由于高频断续信号发生装置101，低频断续信号发生装 置102，供电电压感应电路103和开关装置104作为断续信号发生器 180，并且供电电压值使断续信号的频率不同，所以可在相应的充电 状态中，实现断续控制，从而可更有效率地实现制动控制。
本实施方案不局限于上述各实施方案，并且本发明可包括本发明 目的范围内的变化和改进等。
例如，转动控制装置50可以是一个F/V(频率/速度)变换器100， 它将波形整形电路输出的频率变换为速度信息。由于发生器20的转 速信息可通过F/V变换器100获得，所以可控制发生器20的转速使 它接近设定的速度，即时间基准信号。其结果是，即使生成电压的波 形有很大的瞬间变化并偏离闭锁范围，仍可维持对发生器20的控制， 由此构造了更为稳定的系统。
断续充电电路60不局限于上述实施方案中所公开的断续充电电 路，例如，可用图31中所示的断续充电电路110，它包括检测转子12 的极性的比较器111，断续晶体管66，67的二极管112和电阻113。
上述实施方案中，由于比较器61，62用来检测极性，所以供电 电源63需将比较参考电压Vref供给比较器61，62。但是本实施方 案可不许要供电电压。在断续充电电路110中，晶体管66，67由线 圈端电压经二极管112驱动，从而根据驱动它们的产生能量的线圈的 极性，使晶体管66，67导通。为此，线圈端电压必须比能驱动晶体 管66，67的电压(阈值电压)与二极管112的导通电压之和的电压 高。例如，当Vth＝0.5V和二极管Vf＝0.3时，由于满足上述要求需 0.8V，所以发生器20必须能产生约1.0--1.6v。其结果是，优选地在 上述实施方案的断续充电电路60中不用二极管驱动晶体管66，67， 因为由发生器20产生的小电压就可更有效地实现断续充电工作。
另外，断续充电电路也可是这样的，即图6中所示的断续充电电 路60的晶体管66，67变为P沟道型，而且晶体管66，67的位置由 二极管68，69的位置替代，使它们与电容21a的“+”端(VDD) 短路，这样当晶体管66，67不工作时，电容21a的电压升压到小于 VTNK的电压。在这种情况下，比较器61，62的输出由“与”电路 将其与时钟信号CLK的输出“与”并且输入给晶体管66，67的栅 极。
同理，第二至第五实施方案中，第一和第二开关121，122的位 置可由电容123和二极管124的位置替代，并使其位于电容21a的负 端(Vss)(第二供电电源侧)。这样，相应开关121，122的晶体管126 -129变为N沟道型，并介于发生器20的MG1，MG2端和作为供 电电压的低电压端第二根供电线端的电容21a(第二供电电源侧)的 负端(Vss)之间。在这种情况下，电路设置为允许开关121，122与 发生器20的负端相连以连续地被置“ON”，和允许开关121，122 与发生器20的正端相连以断续地被置“ON”。
第一实施方案可使用同时“开”和“关”晶体管66，67的断续 充电电路。
另外，在第一实施方案中可用图32-36中所示的各断续充电电 路200，300，400，500，600。在断续充电电路200-600中，用相 同的符号与上述实施方案相似或对应的元件，不再赘述。
图32中所示的断续充电电路200是这样设置的，即电容201与 发生器20的线圈和电容21a串联，IC202与发生器20并联，在IC202 控制下执行断续的断续开关203与发生器20并联。有一个寄生二极 管204与开关203并联。
在断续充电电路200中也可得到与第一实施方案的(2)条相似 的效果，即提高制动扭矩的同时不产生生成电压的下降，因为当通过 “导通”开关203给发生器20实施短路制动时，给电容201充电， 并且当开关203“关”断时，电容201的储能使生成电压增大的能量 给电容21a充电。另外，由于寄生电容204也作为升压/整流电路的 二极管，所以可减少部件数量，也可降低电路安装成本。
图33所示的断续充电电路300与断续充电电路200不同之处在 于在断续充电电路200增加了整流二极管301，302。
在成本方面，断续充电电路300逊于断续充电电路200，因为它 增加了二极管301，302。但是，断续充电电路200有一个缺点，即 当开关203闭合并被短路时，由于电容201的电荷流向开关203，所 以当短路时间增大时，生成电压提高比下降。而断续充电电路300有 一优点，即当开关203闭合时，它阻止了电容201的电荷流向开关 203，所以与断续充电电路200相比，它可提高升压性能。
图34中所示的断续充电电路400提供了用于断续充电电路300 中开关203和二极管204，302组成的附加装置。对发生器20的交流 输出的正负波执行断续。其结果是，可对发生器20的交流输出的整 个周期执行升压和制动控制，从而可进一步提高升压性能和制动性 能。
图35所示的断续充电电路500是一个倍压整流电路，它能将两 倍于发生器20产生的电压经两个电容501，502加到IC202上。
图36所示的断续充电电路600由具有整流二极管601的全波整 流电路实现断续。
虽然断续充电电路500，600被设置为对全波实施断续，它们也 可设置为只对半波实施断续。断续充电电路300-600也可获得与第 一实施方案的(2)条相似的效果。
另外，转动感应电路53，LPF55和制动控制电路56的结构不局 限于第一实施方案中所示的由波形整形电路70，电荷泵80和环路滤 波器81，比较器90，分频电路91及三角波发生电路92组成的结构， 它们在实施时可适当地设置。
例如，图37中所示的锁存装置可用作波形整形电路70。如图9 中所示，虽然波形整形电路70由比较器61，62中的一个的输出只对 方波脉冲fr整形，但是图37中所示的波形整形电路70在检测AG1 端极性(比较器62)的输出的上升沿给锁存装置76施加锁存，并且 如图9中所示，根据AG2端的比较器61的输出复位。这种结构有一 个优点，即虽然必须用两个输出，但没有延时，并可正确地实现检测。 当根据AG1的输出实施锁存时，即使AG1的输出产生缺少脉冲的现 象，可以忽略。相应地，可防止对方波脉冲fr的影响。
转动控制装置不局限于如第一实施方案中所示的采用PLL控制 的转动控制装置和第二至第五实施方案中所示的采用正/反计数器160 的转动控制装置，例如它可以只由F/V转换器100的输出控制转速。 这样，实施时可适当地设置。另外，发生器20不局限于两极转子， 可以采用多极转子的发生器。
虽然第二至第五实施方案用4位正/反计数器160作为制动控制 装置，但也可以用小于或等于三位和大于或等于五位的正/反计数器。 由于采用较大位数的正/反计数器增加了计数值，所以可增大可储存 的累积误差的范围，这在发生器20刚启动后的非锁定状态执行控制 中特别有益。另一方面，采用小位数的计数器有一好处，即虽然可储 存的累积误差的范围减小了，但由于在闭锁状态下，正计数和倒计数 重复执行，所以一位计数器就可实现工作并减少了成本。
制动控制装置不局限于正/反计数器，它可包括第一和第二计数 装置，它们分别被加上参考信号fs和转动感应信号FG1，和比较各 计数装置的计数值的比较电路。但是，采用正/反计数器160的优点 在于可简化电路结构。另外，可采用任何结构作为控制装置，只要它 能检测发生器20的转动周期并根据转动周期切换制动ON控制和制 动OFF控制。实施中可设置具体的结构。
虽然在上述实施方案中制动控制是用两种有不同占空比和不同周 期的断续信号实现的，也可以用三种或三种以上的有不同占空比和不 同周期的断续信号。
倍压整流电路35，制动电路120，制动控制电路56，断续发生 器180等的具体结构不局限于上述各实施方案中的结构，可以用任何 结构，只要能断续控制电控机械时计的发生器20即可。
例如，如图38中所示，二极管125a可以取代电容123作为制动 电路120的断续整流电路35。这种情况下，由于没有形成升压电路， 所以断续整流电路35作为简化的同步断续整流电路。
另一方面，当第一端MG1的极性为“+”并且第二端MG2的 极性为“-”时，第一场效应管(FET)126被置为“开”，第三场 效应管(FET)128被置为“关”。其结果是，由发生器20产生的 电压的电荷经图38中所示的电路“④→⑤→⑥→①→②→③→⑦→④” 给供电电路(电容)21a充电。
另一方面，当第一端MG1的极性切换为“-”并且第二端MG2 的极性切换为“+”时，第一场效应管(FET)126被置为“关”。 第三场效应管(FET)128被置为“导通”。其结果是，发生器20 产生的电压的电荷经图38中所示的电路“7→6→1→2→3→4→7”给 供电电路(电容)21a充电。
实施时，上述个实施方案中的断续信号的频率可恰当地设置。但 是，如当周期为50Hz时或大于50Hz(约是发生器20的转子的转动 频率的5倍)时，在将充电电压保持为预定值或大于预定值的同时， 可提高制动性能。另外实施时断续信号的占空比可恰当地设置。
转子转动的频率(参考信号)不局限于第一实施方案的10Hz和 第二实施方案的8Hz，实施时可恰当地设置。
如图39所示的转子转动感应电路800可用作转动感应电路53以 检测转子的转动。即，当发生器20受断续控制时，断续脉冲叠加到 发生器20的转子12的转动波形上。其结果是，在叠加断续波形的时 刻比较转子12的转动波形的电压和参考电压，从而由转子12的转动 波形得到与转子转动周期相应的方波信号(转子转动感应信号： MGOUT)。同时，噪声，如外部磁场(例如：频率为50/60Hz的市 电)，可叠加在转子12的转动波形上，这样就产生了一个现象，即 由于噪声的影响使转子12的转动波形变形，就不能得到转子转动感 应信号。
为解决上述问题，转子转动感应电路800包括：转子脉冲感应电 路181，用于检测在断续时刻转子脉冲的电压是否超过了参考电压(阈 值电压V ROTD，例如0.5V)；连续检测次数计数器802，它对由转 子脉冲感应电路801连续检测的电压超过参考电压的次数进行计数； 比较电路803，它比较连续检测次数计数器802的计数值和设定值n (如，3次)并检测计数值是否大于设定值n；连续未检测次数计数 器804，它对转子脉冲感应电路801未连续检测到的电压超过参考电 压的次数进行计数；比较电路805，它比较连续未检测次数计数器804 的计数值和设定值m(如，3次)，并检测计数值是否大于设定值m； 和脉冲产生电路806，它根据比较电路803，805的比较结果输出转 子感应信号MGOUT。
转子转动感应电路800是这样设置的，即在断续脉冲的时序下比 较转动波形和参考电压，对发生器20的转动波形连续n次(3次) 超过参考电压(0.5V)计数时，MGOUT被设为低电平，而当未被连 续m次检测到时，则MGOUT被置为高电平。这种方式下，由于在 转子12旋转一次时，MGOUT由高电平变为低电平一次，所以可以 可靠地检测转子的转动，如图40所示。MGOUT与参考信号(如，8Hz) 比较，根据两者之差实施制动，从而可调节转子12的转速。
虽然实施时可适当地设置n，m，但也可根据叠加在转子12的 转动周期上的噪声频率设置它们。例如，当50Hz的噪声(1Vp-p正 弦波)叠加到8Hz的转子12的转动波形(2Vp-p正弦波)上，并且 断续频率为256Hz时，约50Hz噪声的一个周期内含有断续频率的5 个周期。因此，即使噪声叠加到转子12的转动波形上，可根据转动 波形的一半或一半以上(连续断续频率的3个周期的值)是否超过参 考电压来确定转动波形是否超过参考电压。因此，在本实施方案中， n，m设为3次。
转子转动感应电路提供有取代连续未检测次数计数器804的计数 器，无论是否连续发生，它都对超过参考电压的转动波形的未被检测 的次数进行计数，该电路可用作转子转动感应电路800。这种情况下， 可根据断续频率和叠加在转子转动频率上的噪声频率设置连续检测次 数x(如，2次)和未检测次数y(如，5次)。
转子12的转动的检测考虑了叠加在转子12的转动波形上的噪 声，所以即使将钟表用于易发生噪声的环境中，也能正确地检测转子 12的转动。
图15和图38中所示的断续整流电路35不局限于上述实施方案 的电控机械时计，它可用于如各种手表，座钟，钟及类似物，便携计 步器，手提电话，寻呼机，计步表，便携计算器，手提个人计算机， 电子记事本，便携收音机及类似物的时计中。总之，它可广泛地用于 消耗电能的电子设备中。同时，由于总的电路和机械系统可由发生器 20驱动而不是用电池，所以不需要更换电池。
另外，由于不需要更换电池，可将本发明与其它能量产生机构合 并，例如，自缠绕(Self-winding)能量产生机构和能量自生成设备， 如太阳能电池，热能产生设备等。
下面，将介绍一个实例来说明本发明的效果。
图44中所示的断续充电电路700用于实例的实验。断续充电电 路700与图33中所示的断续充电电路300相似，设置为0.1μF的电 容201与发生器20的线圈串联以及与1μF的电容21a串联并且断续 开关与发生器20并联。另外，10MΩ电阻205置于IC的位置，同时 还有整流二极管301，302。
当开关203的断续频率切换至频率的5个段，即切换至25，50， 100，500，1000Hz时，在表示开关置“导通”比率的工作周期的相 应值下，测量给电容21a充电的电压(生成电压)和驱动扭矩。图45 和46分别表示实验的结果。发生器20的转子的转动频率设为10Hz。 由于电控机械时计有IC202，它通常是由0.8V和80nA驱动，所以 当电路700中以0.8V给电容21a充电时，80nA的电流流向10MΩ电 阻205，这样，充电电压足以驱动IC202。
由图45中所示的充电电压的实验结果可见，除了断续频率为25Hz 的情况外，充电电压高于0.8V，这样，电压可保持在预定值(0.8V) 或高于预定值。
图46所示为在图45所示的断续条件下，驱动发生器20的扭矩 的测量结果。在10Hz下，需要驱动扭矩来转动发生器，其类似于发 生器20给主弹簧1a施加一个制动的扭矩。如图46所示，可以发现， 虽然驱动扭矩的上升曲线根据占空比增加的过程中的断续频率而不 同，但是当占空比到0.9时，得到的驱动扭矩几乎相同。
因此，当断续频率为50Hz，即至少5倍于转子的转动频率时， 在保持充电电压至少为预定值的同时，可提高制动性能，从而肯定了 本发明是有效的。
即使断续频率为25Hz，当占空比等于或小于0.8V时，至少可充 电0.8V。相应地，通过恰当地设置占空比，也可使用25Hz断续频率。
虽然本实验中，断续频率只测到1000Hz，但可以设想，在更大 的断续频率下，可得到相同的效果。但是，当断续信号过大时，实现 断续的IC的功耗很大并且发生器产生的能量增大。因此，断续频率 的上限最好设为1000Hz，即100倍于转子的转动频率。
图45和46中所示的特性不局限于发生器20的转子12的转动频 率(参考信号)为10Hz的情况，在其它频率下也有相似的走势。相 似地，实施时可适当设置转动频率，并且在其它转动频率下可得到相 同的效果。
如上所述，本发明的电控机械时计，在保持生成能量不低于预定 值时，可增大控制发生器的扭矩，而且还可减小成本。