Convertisseur d'une tension alternative en un courant continu et circuit d'oscillateur comportant ce convertisseur

La présente invention concerne un convertisseur d'une tension alternative en un courant continu, du type comportant des bornes d'alimentation, une borne d'entrée et une borne de sortie.

L'invention concerne aussi un circuit d'oscillateur faisant application de ce convertisseur.

L'invention concerne, plus particulièrement, les oscillateurs à très faible consommation de courant qui sont utilisés dans les montres.

Dans de tels oscillateurs, un circuit régulateur maintient l'amplitude du signal d'oscillation à une valeur faible, afin de minimiser la consommation de courant de cet oscillateur. L'amplitude du signal d'oscillation doit toutefois être suffisante pour permettre l'utilisation de ce signal dans des circuits suivants tels que : amplificateurs, diviseur de fréquence, etc.

Dans l'article de E. A. VITTOZ « Quartz oscilla- tors for watches publié dans les actes du dixième Congrès International de Chronométrie, Genève, Septembre 1979, volume 3, pages 131-140, on décrit un circuit d'oscillateur du type susmentionné. Ce circuit connu, qui est représenté sur la figure 1, comprend un circuit d'entretien 1 des vibrations d'un résonateur à quartz 2, et un régulateur d'amplitude 3. Le circuit d'entretien 1 comporte un transistor MOS amplificateur 4 polarisé par une résistance 5 ; le trajet drain-source du transistor 4 est branché en série avec celui d'un autre transistor MOS 6, entre les bornes + V et - V d'une source de tension d'alimentation. Le transistor 6 joue le rôle d'une source de courant réglable alimentant le transistor amplificateur 4 du circuit d'entretien 1. La borne de commande de la source de courant 6, qui est la grille 6a de ce transistor 6, reçoit un signal de commande fourni par le circuit régulateur 3 qui reçoit lui-même sur son entrée 3a via un condensateur de découplage 7, un signal d'oscillation de l'oscillateur, signal présent sur une borne d'entrée 8 du circuit d'oscillateur. Le circuit régulateur 3 comprend quatre transistors MOS 9 à 12 connectés deux à deux en miroirs et formant une boucle fermée dont le gain est limité par une résistance constituée par un cinquième transistor 13. Le circuit régulateur 3 et le transistor 6 constituent ensemble un convertisseur d'une tension alternative d'entrée en un courant continu. Ce convertisseur connu, de par sa conception, nécessite un réseau de polarisation des transistors comportant des résistances 14, 15 de très haute valeur constituées par des diodes réalisées dans le silicium polycristallin. Il en résulte que ce circuit connu ne peut être réalisé que dans une technologie dans laquelle les grilles des transistors MOS sont réalisées en silicium polycristallin fortement dopé.

C'est pourquoi la présente invention a notamment pour objet de proposer un convertisseur d'une tension alternative en un courant continu, pouvant être réalisé dans n'importe quelle technologie.

Ce but est atteint conformément à l'invention du fait que le convertisseur selon le préambule de la revendication 1 comprend un premier convertisseur élémentaire fournissant en réponse à une tension alternative d'entrée, un courant continu pulsé i₁ dont la valeur moyenne est une fonction fortement croissante de l'amplitude A de ladite tension alternative, et un second convertisseur élémentaire fournissant, en réponse au courant i₁, le courant i₃ dont la valeur est une fonction fortement décroissante de i₁, fonction telle que l'on ait, dans un certain domaine de valeurs de A, sensiblement :où Ci est un paramètre constant et A_M une valeur particulière de A située dans ledit domaine de valeurs.

Avantageusement, le premier convertisseur élémentaire est agencé pour fournir un courant i₁ tel que i₁ = i₁₀ exp A/Uc où i₁₀ et Uc sont des paramètres constants,

et le second convertisseur élémentaire est agencé pour fournir un courant i₃ tel que i₃ = i₃₀ - C₁ In (il) où i_3o est une constante.

Il en résulte que l'on a :où C₂ est une constante.

Cette valeur de i₃ est donc bien une fonction décroissant linéairement en A.

Les caractéristiques respectivement exponentielles et logarithmiques de ces convertisseurs élémentaires peuvent chacune être obtenues en première approximation au moyen de transistors MOS travaillant sensiblement en faible inversion, sans nécessiter l'utilisation de résistances de haute valeur. Il est en effet bien connu qu'un transistor MOS auquel on applique une tension de polarisation grille-source dont la valeur est inférieure à celle du seuil théorique, ce transistor fournit sur son trajet drain-source un courant dont la valeur est une fonction exponentielle de celle de ladite tension de polarisation.

Selon un mode de réalisation particulier, le premier convertisseur élémentaire comprend un premier transistor MOS dont la grille est connectée à la borne d'entrée du convertisseur par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage, et des moyens de polarisation de ce premier transistor. Ces moyens de polarisation comprennent avantageusement un circuit répondant à la tension alternative d'entrée pour appliquer entre la grille et la source de ce transistor MOS une tension de polarisation dont la valeur moyenne est une fonction sensiblement linéaire de l'amplitude A de la tension alternative.

Ce circuit répondant à la tension alternative d'entrée comprend avantageusement : un deuxième transistor MOS dont l'une des bornes de canal est connectée à la grille du premier transistor, et un circuit de polarisation de ce deuxième transistor, agencé pour appliquer entre la deuxième borne de canal et la grille du deuxième transistor, une tension constante choisie pour que l'impédance de ce deuxième transistor soit élevée.

Selon un exemple de réalisation de l'invention, le second convertisseur élémentaire comprend un troisième, un quatrième et un cinquième transistor MOS, des moyens répondant au courant i₂ circulant dans le quatrième transistor pour appliquer entre la grille et la source du troisième transistor une tension de commande qui est une fonction linéaire de la valeur moyenne dudit courant circulant dans le quatrième transistor, cette tension de commande étant telle que le troisième transistor fonctionne toujours en faible inversion, les quatrième et cinquième transistors ayant leurs grilles connectées ensemble et leurs sources connectées à une même borne d'alimentation, le drain du cinquième transistor étant relié à la borne de sortie du convertisseur, et des moyens répondant au courant i₁ fourni par le premier convertisseur pour appliquer sur le quatrième transistor une tension de polarisation grille-source telle que la valeur moyenne du courant dans le troisième transistor soit égale à la valeur moyenne du courant i_i.

Selon un mode particulier de réalisation du second convertisseur élémentaire, les drains des premier et troisième transistors sont connectés entre eux ainsi qu'à la grille du quatrième transistor et à une armature d'un condensateur (faisant partie des moyens répondant au courant i₁) dont l'autre armature est reliée à une première borne d'alimentation, la grille du troisième transistor reçoit un potentiel constant tandis que la source dudit troisième transistor est connectée au drain du quatrième transistor et à une borne d'une résistance (faisant partie des moyens répondant au courant i₂) dont l'autre borne est reliée à la deuxième borne d'alimentation, la source du quatrième transistor étant reliée à ladite première borne d'alimentation, les composants du convertisseur étant dimensionnés de façon que le courant traversant le quatrième transistor soit généralement grand vis-à-vis de celui qui circule dans le troisième transistor.

Ce convertisseur est avantageusement utilisé dans un circuit d'oscillateur comprenant : une première et une deuxième borne d'alimentation, un circuit d'entretien comportant une borne d'entrée, une borne de sortie, une première et une deuxième borne pour le branchement d'un résonateur, au moins un élément actif amplificateur et des moyens de polarisation de cet élément actif, ce circuit d'oscillation étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre un convertisseur tel que décrit ci-dessus comportant une borne d'entrée et une borne de sortie, la borne d'entrée dudit convertisseur étant branchée à la borne d'entrée ou à la borne de sortie du circuit d'entretien, la borne de sortie dudit convertisseur étant branchée sur le trajet de courant de l'élément actif.

Les caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation de l'invention, description faite en référence aux figures 2 et 3 des dessins annexés dans lesquels :

• la figure 1 déjà décrite représente le schéma électrique d'un circuit d'oscillateur selon un art antérieur ;
• la figure 2 est le schéma électrique d'un circuit d'oscillateur selon un mode de réalisation de l'invention ; et
• la figure 3 représente le diagramme du courant drain-source d'un transistor du premier convertisseur en fonction de la différence de potentiel existant entre les deux électrodes de canal de ce transistor.

Sur la figure 2, les éléments analogues à ceux du circuit de la figure 1 sont repérés par les mêmes références. Comme le circuit de la figure 1, le circuit de la figure 2 comporte une première + V et une deuxième M borne d'alimentation, un circuit d'entretien 1 comprenant des bornes 16 et 17 pour le branchement d'un résonateur 2, une borne d'entrée 8 et une borne de sortie 18. Le circuit d'entretien représenté sur la figure 2 comporte deux transistors MOS complémentaires branchés en inverseur 19 et 20. Ce type de circuit à inverseur étant bien connu en soi, il ne sera pas davantage décrit ici.

Tout comme dans le circuit de la figure 1, une source de courant réalisée sous la forme d'un transistor MOS 6 est branchée en série avec les trajets drain-source des éléments actifs 19, 20. La borne de commande (grille 6a) de la source de courant 6 reçoit un signal de commande fourni par un circuit régulateur formant avec la source de courant 6 un convertisseur 300 d'une tension alternative d'entrée SP en un courant continu i₃, convertisseur dont la structure diffère fondamentalement de celle du convertisseur représenté sur la figure 1.

Comme le montre la figure 2, le convertisseur 300 comprend trois parties : une partie convertisseur tension-courant 21, une partie convertisseur courant-courant 22, et un circuit de polarisation 23.

La partie 21 comprend un transistor MOS 24 dont une borne de canal 24a reçoit, via un condensateur 7, le signal d'oscillation SP ou signal de pilotage présent sur la borne d'entrée 8 du circuit d'entretien 1. L'autre borne de canal 24b reçoit un potentiel constant U₁ fourni par le circuit de polarisation 23, et la grille 24c du transistor 24 reçoit un potentiel constant U₂ fourni par le circuit de polarisation 23. La tension U₁ est fournie par un transistor MOS à canal P 25 dont la grille est connectée au drain et dont la source est reliée à la borne + V. Le potentiel U₂ est, en valeur absolue, supérieur au potentiel U₁ d'environ une valeur de tension de seuil. Ce potentiel U₂ est fourni par un second transistor MOS à canal P 26 dont la grille est connectée au drain, et dont la source est connectée au drain du transistor 25.

Au repos, le signal SP est nul et le transistor à canal P 24 est commandé par une tension grille-source qui est de l'ordre de grandeur de celle d'une tension de seuil, de sorte que ce transistor 24 se comportera comme une résistance de haute valeur parcourue par un très faible courant. Lorsque l'oscillateur oscille, le signal SP est différent de zéro et le fonctionnement du transistor 24 sera différent suivant le signe du signal SP qui lui est appliqué sur sa borne de canal 24a. Sur le diagramme de la figure 3, on a porté en abscisse la différence de potentiel entre le potentiel U_A de la borne 24a et le potentiel U_B de la borne 24b du transistor 24. En ordonnée du diagramme de la figure 3, on a représenté le courant I circulant dans le trajet drain-source du transistor 24.

Le fonctionnement du transistor 24 est le suivant : durant les alternances négatives du signal SP, la borne 24a est négative par rapport à la borne 24b, de sorte que le transistor 24 est parcouru par un faible courant sensiblement indépendant de la valeur du potentiel de la borne 24a. Durant les alternances positives du signal SP, la borne 24a devient positive par rapport à la borne 24b, de sorte que le courant i parcourant le transistor 24 augmente exponentiellement en fonction du potentiel de la borne 24a. Cependant en raison de la présence du condensateur 7, la charge fidt durant une alternance négative doit être égale à la charge durant une alternance positive du signal SP. Il en résulte que la borne 24a ne devient positive par rapport à la borne 24b que pendant un temps très court coïncidant avec les pointes positives du signal SP. Durant ce temps, le potentiel de la borne 24a reste voisin de celui de la borne 24b, c'est-à-dire que le potentiel de la borne 24a reste voisin de la valeur U₁. Ainsi, le signal de tension P₁ présent sur la borne 24a et représenté sur la figure 3 présente une valeur moyenne P₁ dont la valeur est une fonction sensiblement linéaire de l'amplitude A du signal SP.

Le signal P₁ est appliqué sur la grille 27a d'un transistor à canal P 27 dont la source 27b est reliée à la borne d'alimentation + V, et dont le drain 27c est relié à la borne d'entrée 22a du circuit convertisseur courant-courant 22. Le transistor 27 délivre au convertisseur 22 un courant continu pulsé i₁ dont la valeur moyenne i₁ est fortement dépendante de l'amplitude A du signal alternatif d'entrée SP.

En raison de la caractéristique non linéaire du transistor 27, le courant i₁ qu'il fournit croît comme une fonction exponentielle avec la valeur absolue du signal de tension P₁ appliqué sur sa grille 27a. En effet, même si la valeur moyenne P₁ du signal de tension P₁ reste constante, l'augmentation du courant i₁ durant l'alternance négative du signal SP dépasse fortement la réduction de courant i₁ pendant l'alternance positive de ce signal SP. Vu que, cependant, la tension moyenne P₁ diminue également avec l'amplitude A du signal SP, le courant i₁ augmente considérablement en fonction de cette amplitude A.

Le rôle du convertisseur courant-courant est de fournir, en réponse au courant i₁ fourni par le transistor 27, un courant i₃ dont la valeur est une fonction décroissante de i₁. De plus, i₃ doit devenir nul pour une valeur donnée A_M de l'amplitude du signal d'entrée SP et il doit, dans un large domaine voisin de zéro, diminuer à peu près linéairement en fonction de l'amplitude A du signal d'entrée SP.

Il est à noter que le régulateur d'amplitude 300 est utilisé dans un système bouclé qui ne doit pas être nécessairement stable. Dans cet ensemble, il est souhaitable que la fonction de transfert du circuit régulateur soit bien définie et reste reproductible malgré l'influence des paramètres de procédé de fabrication du circuit.

Le convertisseur courant-courant 22 comprend un transistor MOS à canal N 28 ; la grille 28a du transistor 28 reçoit un potentiel constant U₃ fourni par un transistor MOS à canal N 29 dont la grille est connectée au drain et dont la source est connectée à la borne d'alimentation M. Le drain 28b du transistor 28 est relié à l'entrée 22a du convertisseur 22. Le transistor 28 est donc commandé par une tension U_R appliquée sur sa source 28c.

Comme cela est connu, lorsque le transistor 28 travaille en faible inversion, il existe une dépendance exponentielle entre le courant circulant dans ce transistor 28 et la tension de commande U_R de ce transistor. La tension U_R est produite par la chute de tension due à la circulation d'un courant i₂ dans une résistance 30, le courant i₂ étant fourni par un transistor MOS à canal P 31 dont le trajet drain-source est branché en série avec la résistance 30 entre les bornes d'alimentation + V et M.

La grille 31a du transistor 31 est connectée à l'entrée 22a du convertisseur 22, ainsi qu'à une armature d'un condensateur 32 dont l'autre armature est connectée à la borne d'alimentation + V. Le rôle du condensateur 32 est de maintenir à peu près constante pendant une période du signal d'entrée SP, la tension de la grille 31a et donc la tension du drain 28b du transistor 28.

Les composants du circuit 300 sont dimensionnés de telle sorte que le courant circulant dans le transistor 28 peut généralement être considéré comme négligeable par rapport au courant circulant dans le transistor 31.

Les transistors 28 et 31 forment un système bouclé à contre-réaction dont le fonctionnement est le suivant :

• Un courant i₁ infecté sur l'entrée 22a du convertisseur 22 décharge le condensateur 32 de sorte que le potentiel de la borne 22a croît et le courant circulant dans le transistor 31 décroît. En conséquence, la tension de commande U_R devient plus faible, de sorte que le courant dans le transistor 28 augmente, ce qui a pour effet que, à l'état d'équilibre du circuit, le courant circulant dans le transistor 28 est égal au courant injecté i₁ sur la borne 22a.

En raison de la caractéristique non linéaire du transistor 28, pour une augmentation exponentielle du courant i₁ alimenté, la tension de commande U_R doit diminuer de façon linéaire, ce qui signifie que le courant circulant dans le transistor 31 diminue également de façon linéaire.

Vu que le courant i₁ fourni par le transistor 27 croît lui aussi comme une fonction exponentielle de l'amplitude A du signal d'entrée SP, il résulte que le courant i₂ fourni par le transistor 31 diminue à peu près linéairement en fonction de l'amplitude A croissante du signal SP.

Le transistor 6 peut être dimensionné par rapport au transistor 31 de manière à fournir un courant i₃ convenable pour commander le circuit d'entretien 1.

Les transistors 25, 26 et 29 fournissant les tensions constantes U₁, U₂ et U₃ font partie du circuit de polarisation 23 qui comprend en outre : une source de courant 33 branchée en série, entre les bornes d'alimentation + V et M, avec le trajet drain-source du transistor 29, et un quatrième transistor 34 à canal N, dont le trajet drain-source est branché entre la borne d'alimentation M et le drain du transistor 26.

Il est avantageux de réaliser le circuit 300 de la manière suivante :

• Les transistors 28, 29 et 34 ont même géométrie et le transistor 25 est n fois plus large que le transistor 27. Dans ce cas, on démontre que, lorsque A = 0, on a :où 1₀ est le courant fourni par la source 33 et i₄ est le courant circulant dans les transistors 25, 26 et 34.

Typiquement, i₁ est multiplié par 100 quand A varie de 0 à 400 mV ; il en résulte que n = 100, A_M étant égal à 400 mV.

Les sources 6b et 31 des transistors 6 et 31 sont connectées à la borne d'alimentation + V tandis que le drain 6c du transistor 6 est connecté à la borne de sortie S du convertisseur 300. Le transistor 6 est à canal P.

Par un dimensionnement convenable de la résistance 30 et du transistor 6, on peut régler le courant de démarrage i₃₀ fourni par le transistor 6 à la valeur désirée.

Il faut noter que la valeur 1₀ du courant fourni par la source de courant 33 du circuit de polarisation 23 ne joue aucun rôle tant que les transistors 28 et 29 et 34 travaillent en faible inversion. Ce courant 1₀ n'a donc pas besoin d'être stabilisé par exemple vis-à-vis des fluctuations de la tension d'alimentation fournie par les bornes + V, M. Les tensions de seuil des transistors n'interviennent pas non plus. Seul intervient dans la fonction de transfert du convertisseur 300 la transconduc- tance des transistors 24 et 27 ; cette transconduc- tance est cependant une caractéristique présentant une bonne reproductibilité qui est en tout cas suffisante pour l'application envisagée ici.