一种可调型带通调谐选频电路、电调滤波器及其调节方法 |
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| 申请号 | CN202111496307.1 | 申请日 | 2021-12-08 | 公开(公告)号 | CN114257213B | 公开(公告)日 | 2023-10-20 |
| 申请人 | 电子科技大学; | 发明人 | 尉旭波; 罗鸿飞; 石玉; 钟慧; 曹国钦; 廉翅; 雷紫阳; 李君发; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种可调型带通调谐选频 电路 、电调 滤波器 及其调节方法，涉及 微波 通信技术领域，解决现有电路体积大、结构复杂不可调的技术问题，可调型带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的 谐振电路 ，谐振电路包括三个电感、一组变容 二极管 ，其中一个电感通过 变容二极管 接地，且变容二极管输入端接入控制 电压 ；两个谐振电路中通过变容二极管接地的电感互相耦合。本发明不仅整体结构简单、易于加工，且体积小、成本低，且具有调试功能：通过调节耦合电感的距离即可调节耦合系数，从而完成带宽调节，提升了调节方便性，减小了调试难度；并通过改变电感L3与电感L4电感值，可以调节中心 频率 ；改变电感L2和电感L5，即可调节带内插损与 驻波 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种可调型带通调谐选频电路，其特征在于，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2； |
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| 说明书全文 | 一种可调型带通调谐选频电路、电调滤波器及其调节方法技术领域背景技术[0002] 在日趋拥挤的频谱资源和复杂的电磁环境下，高性能的滤波器作为改善这种情况的有效手段，得到研究人员的持续关注与研究。传统的宽带通讯系统都是采用多路滤波器加上射频开关组成射频系统的前端作为抗干扰的技术手段。这种方法存在体积大、通带宽、抗干扰能力弱、线性一般、成本高等问题。而电调滤波器可以以较窄的带宽通过改变电容芯片的状态，或者改变变容二极管的直流偏压从而改变电容值的大小，继而改变谐振频率连续扫描覆盖一个较宽的频带。同时电调滤波器可以有效减小体积，提升抗干扰能力。因此电调滤波器是当下性能优异的一种滤波器。 [0003] 电调滤波器是一种新型的射频带通滤波器.是现代数字通信、跳频技术中不可缺少的关键器件。传统的电调滤波器都是基于切比雪夫或者谐振耦合理论设计的电路模型。切比雪夫滤波器和椭圆滤波器各有优缺点：切比雪夫滤波器带外抑制，但其滤波性能不如椭圆滤波器；椭圆滤波器由于调谐范围较窄，没有广泛应用于电调滤波中。同时，电调滤波器一般用LC或微带工艺实现电路。而LC电路中需要使用多个电容，同时其需要通过开关选择电容的个数进行调谐，导致这种方式制作的电调滤波器体积较大。而使用微带线工艺制作的电调滤波器体积虽然较之大幅度减小，但在实际使用中不能调试，适用性差，且生产周期长，成本高。 发明内容[0004] 本发明的目的在于：为了解决上述技术问题，本发明提供一种结构简单、体积小巧、频率选择性高且便于调试的电感耦合零点跟随型LC电调滤波器。 [0005] 本发明为了实现上述目的具体采用以下技术方案： [0006] 第一方面，本发明公开了一种可调型带通调谐选频电路，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2； [0007] 另一个所述谐振电路包括一端与信号输出端连接的电感L6、一端均与电感L6另一端连接且另一端均接地的电感L4和电感L5，且所述电感L4串接变容二极管D3后接地，所述变容二极管D3的输入端接入控制电压VIN3； [0008] 所述电感L3和电感L4耦合。 [0009] 进一步地，一种可调型带通调谐选频电路还包括与电感L1并联的变容二极管D1，所述变容二极管D1的输入端接入控制电压VIN1。 [0010] 进一步地，所述电感为高Q电感。 [0011] 进一步地，所述控制电压VIN1和控制电压VIN2为同一个可变电压源。 [0012] 第二方面，本发明公开了一种可调型电调滤波器，具体地为一种适用于微波平面电路的电感耦合零点可调型电调滤波器，所述电调滤波器的带通调谐选频电路为上述中任一项所述的带通调谐选频电路。 [0013] 第三方面，本发明公开了一种可调型带通调谐选频电路的调节方法，所述调节方法基于下述电路实施：一种可调型带通调谐选频电路，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2；另一个所述谐振电路包括一端与信号输出端连接的电感L6、一端均与电感L6另一端连接且另一端均接地的电感L4和电感L5，且所述电感L4串接变容二极管D3后接地，所述变容二极管D3的输入端接入控制电压VIN3；所述电感L3和电感L4耦合。 [0014] 方法包括如下内容： [0015] 调节带内插损与驻波：如若电感L2和电感L5电感值较大，此时驻波差，则减小电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波；如若电感L2和电感L5电感值较小，此时驻波差，则增大电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波； [0016] 调节中心频率：增大电感L3和电感L4的电感值，中心频率降低；反之则中心频率增大； [0017] 调节带宽：增大调节电感L3与第四电感L4的距离，带宽减小。 [0018] 第四方面，本发明还公开了另一种可调型带通调谐选频电路的调节方法，所述调节方法基于下述电路实施：一种可调型带通调谐选频电路，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2；另一个所述谐振电路包括一端与信号输出端连接的电感L6、一端均与电感L6另一端连接且另一端均接地的电感L4和电感L5，且所述电感L4串接变容二极管D3后接地，所述变容二极管D3的输入端接入控制电压VIN3；所述电感L3和电感L4耦合。还包括与电感L1并联的变容二极管D1，所述变容二极管D1的输入端接入控制电压VIN1。 [0019] 所述调节方法包括如下内容：调节带内插损与驻波：如若电感L2和电感L5电感值较大，此时驻波差，则减小电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波；如若电感L2和电感L5电感值较小，此时驻波差，则增大电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波； [0020] 调节中心频率：增大电感L3和电感L4的电感值，中心频率降低；反之则中心频率增大； [0021] 调节带宽：增大调节电感L3与第四电感L4的距离，带宽减小； [0022] 调节零点与中心频率的距离：调节电感L1的电感值和/或改变变动二极管D1的控制电压VIN1的电压值，从而改变零点位置。 [0023] 本发明的有益效果如下： [0024] 1.本发明基于变容二极管以及电感，即采用非常规的LC电感搭建电路，不仅整体结构简单、易于加工，且体积小、成本低，且具有调试功能； [0025] 2.本发明调试方便：本发明利用电感空间耦合，通过调节耦合电感的距离即可调节耦合系数，从而完成带宽调节，提升了调节方便性，减小了调试难度；并通过改变电感L3与电感L4电感值，可以调节中心频率；改变电感L2和电感L5，即可调节带内插损与驻波； [0026] 3.本发明设计出的可调型带通调谐选频电路的中心频率及带宽易于控制，通过控制控制电压的大小进而控制变容二极管的电容值，即可控制中心频率，并通过调节耦合电感的距离即可控制带宽；最重要的是，基于零点可调特性，能通过调节零点位置使零点离中心频率更近，带外抑制更好； [0027] 4.本发明设计出的可调型带通调谐选频电路在带外引入了一个可调零点，提高了带外抑制度。如无D1，则只中心点可调，无零点可调；变容二极管D1的引入，就是可以快速拉低频率、快速达到最低位，形成谐振坑，即零点；而滤波器引入谐振坑，则可提高带外抑制度，即零点右侧的幅高低于左侧的幅高；而提高带外抑制度，能滤除不需要的波，滤波效果更好。附图说明 [0028] 图1是带通调谐选频电路的结构示意图； [0029] 图2是实施例3中第一种实施情况的幅频响应图； [0030] 图3是实施例3中第二种实施情况的幅频响应图； [0031] 图4是实施例3中第三种实施情况的幅频响应图。 具体实施方式[0032] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。 [0033] 因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 [0034] 实施例1 [0035] 如图1所示，本实施例提供一种可调型带通调谐选频电路，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2； [0036] 另一个所述谐振电路包括一端与信号输出端连接的电感L6、一端均与电感L6另一端连接且另一端均接地的电感L4和电感L5，且所述电感L4串接变容二极管D3后接地，所述变容二极管D3的输入端接入控制电压VIN3； [0037] 所述电感L3和电感L4耦合。 [0038] 如图1所示，本实施例包括六个电感：电感L1、电感L2、电感L3、电感L4、电感L5和电感L6；以及两组可调变容二极管：变容二极管D2和变容二极管D3。本实施例主要由上述部件构成了本实施例的两个对称分布的调谐电路。电感L1一端接在输入端，另一端接在电感L2与电感L3之间；电感L2一端接在电感L1和电感L3之间，另一端接地；电感L3一端接在电感L1和电感L2之间，另一端接地；且电感L3与电感L4进行电感耦合；电感L4一端接地，一端接在电感L5和电感L6之间；电感L5一端接在电感L4与电感L6之间，一端接地；电感L6一端接输出端，一端接在电感L4与电感L5之间。第二组变容二极管D2接在电感L3接地端，第三组变容二极管D3接在电感L4一端接地端。 [0039] 由于本实施例中，带通调谐选频电路采用了两个以对称分布方式级联的谐振电路，因此为了让对称的两个电路的极点一致，即让两个谐振电路传输极点重合，需要按照下述进行实施：对于六个电感中，其中电感L1与电感L6的电感值一致，电感L2与电感L5的电感值一致，电感L3与电感L4的电感值一致；两组变容二极管中：变容二极管D2与变容二极管D3的输出值一致，具体地可由同样的控制电压进行控制，以使其所输出的值一致。这样，通过上述设定，即可使两个谐振电路从结构到参数均对称，从而能使两个谐振电路的传输极点重合，即具备一个高峰；同时这样得到的波形圆滑，滤波效果好。 [0040] 本实施例中，改变电感L2和电感L5，即可调节带内插损与驻波。具体地，第二电感根据实际情况调节驻波：如若电感L2和电感L5电感值较大，此时驻波差，则减小电感L2和电感L5电感值，从而可将驻波可调好；如若电感L2和电感L5电感值较小，此时驻波差，则增大电感L2和电感L5电感值，从而可将驻波可调好。即电感L2和电感L5的调节需要结合具体的情况进行判定。 [0041] 改变电感L3与电感L4电感值，可控制变容二极管的电容值，从而可以调节中心频率。具体地，电感L3电感值、电感L4电感值增大，则中心频率会随之降低；实施时，根据信号想要的频率来设置需求的中心频率即可。 [0042] 改变电感L3与电感L4的距离可以改变耦合系数k，从而调节带宽。具体地，耦合距离增大，则带宽减小。在一定带宽范围下，带宽越窄，带外抑制越好。 [0043] 由上可知，本发明具备如下有益效果： [0044] 1.本发明基于变容二极管以及电感，即采用非常规的LC电感搭建电路，不仅整体结构简单、易于加工，且体积小、成本低，且具有调试功能。 [0045] 2.本发明调试方便：本发明利用电感空间耦合，通过调节耦合电感的距离即可调节耦合系数，从而完成带宽调节，提升了调节方便性，减小了调试难度；并通过改变电感L3与电感L4电感值，可以调节中心频率；改变电感L2和电感L5，即可调节带内插损与驻波。 [0046] 实施例2 [0047] 本实施例提供一种可调型带通调谐选频电路，所述带通调谐选频电路包括两个以对称分布方式级联的谐振电路，其中一个所述谐振电路包括一端与信号输入端连接的电感L1、一端均与电感L1另一端连接且另一端均接地的电感L2和电感L3，且所述电感L3的串接变容二极管D2后接地，所述变容二极管D2的输入端接入控制电压VIN2； [0048] 另一个所述谐振电路包括一端与信号输出端连接的电感L6、一端均与电感L6另一端连接且另一端均接地的电感L4和电感L5，且所述电感L4串接变容二极管D3后接地，所述变容二极管D3的输入端接入控制电压VIN3； [0049] 所述电感L3和电感L4耦合。 [0050] 一种可调型带通调谐选频电路还包括与电感L1并联的变容二极管D1，所述变容二极管D1的输入端接入控制电压VIN1。 [0051] 本实施例是在实施例1的基础上，增加了一组与电感L1并联的变容二极管D1。同时，优选地，所述电感为高Q电感。优选地，所述控制电压VIN1和控制电压VIN2为同一个可变电压源。 [0052] 本实施例中，改变电感L1的电感值，可以改变变容二极管D1和电感L1的谐振频率，继而改变谐振坑的位置，即改变零点的位置，以达到零点可调的目的。具体地，通过调节电感L1电感值，则可调零点离中心频率更近，带外抑制更好。 [0053] 同时，本实施例中，还可以通过调节控制电压VIN1，即改变与变容二极管D1输入端连接的控制电压的大小，从而改变零点的位置。 [0054] 基于上述两种零点调节方式，本发明将其结合起，即通过改变感L1的电感值以及调节控制电压VIN1的值，来即改变零点的位置，不仅达到零点可调的目的，且通过多种方式综合调节，调节效果更好。 [0055] 综上，本发明设计出的可调型带通调谐选频电路的中心频率及带宽易于控制，通过控制控制电压的大小进而控制变容二极管的电容值，即可控制中心频率，并通过调节耦合电感的距离即可控制带宽。最重要的是，基于零点可调特性，能通过调节零点位置使零点离中心频率更近，带外抑制更好。 [0056] 本发明设计出的可调型带通调谐选频电路在带外(信号不通过的点，即图1中的变容二极管D1)引入了一个可调零点，提高了带外抑制度。如无D1，则只中心点可调，无零点可调。变容二极管D1的引入，就是可以快速拉低频率、快速达到最低位，形成谐振坑，即零点；而滤波器引入谐振坑，则可提高带外抑制度，即零点右侧的幅高低于左侧的幅高；而提高带外抑制度，能滤除不需要的波，滤波效果更好。 [0057] 实施例3 [0058] 本发明公开了一种可调型电调滤波器，具体地为一种适用于微波平面电路的电感耦合零点可调型电调滤波器，所述电调滤波器的带通调谐选频电路为上述中实施例1或实施例2所述的带通调谐选频电路。 [0059] 调节各个电感的电感值，以使带通调谐选频电路的中心频率达200‑400MHz这个范围内，通过调节与变容二极管D1连接的调节控制电压VIN1的电压值，产生零点可变。具体地，中心频率可调的电调滤波器的幅频响应曲线如图2、图3、图4所示。图中DB(S2，1)为信号传输特性曲线，曲线VSWR(1)与VSWR(2)为信号端口反射曲线。幅频响应曲线的左侧数值为插入损耗，右侧数值为驻波比。 [0060] 第一种实施情况：当变容二极管D1的电容值为9pF，变容二极管D2和变容二极管D3的电容值为60pF(通过调节对应的控制电压来调节其电容，控制电压越大，变容二极管的电容越小)，由图2可知，此时电调滤波器中心频率为200MHz，带内插损为‑1.2dB，3dB带宽为7.9MHz，零点位于258MHz处。 [0061] 第二种实施情况：当变容二极管D1的电容值为5.2pF，变容二极管D2和变容二极管D3的电容值为27.4pF，由图3可知，电调滤波器中心频率为300Hz，带内插损为‑1.4dB，3dB带宽为8.5MHz，零点位于355MHz处。 [0062] 第三种实施情况：当变容二极管D1的电容值为2.5pF，变容二极管D2和变容二极管D3的电容值为15.6pF，由图4可知，电调滤波器中心频率为400MHz，带内插损为‑1.5dB，3dB带宽为9MHz，零点位于482.6MHz处。 [0063] 由上述可知，电容值越小，中心频率越大，零点距离中心频率的位置则是先减小，再增大。 [0064] 实施例4 [0065] 本发明公开了一种可调型带通调谐选频电路的调节方法，所述调节方法基于实施例1中的电路实施。 [0066] 方法包括如下内容： [0067] 调节带内插损与驻波：如若电感L2和电感L5电感值较大，此时驻波差，则减小电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波；如若电感L2和电感L5电感值较小，此时驻波差，则增大电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波； [0068] 调节中心频率：增大电感L3和电感L4的电感值，中心频率降低；反之则中心频率增大； [0069] 调节带宽：增大调节电感L3与第四电感L4的距离，带宽减小。 [0070] 实施例5 [0071] 本发明还公开了另一种可调型带通调谐选频电路的调节方法，所述调节方法基于实施例2中的电路实施。 [0072] 所述调节方法包括如下内容：调节带内插损与驻波：如若电感L2和电感L5电感值较大，此时驻波差，则减小电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波；如若电感L2和电感L5电感值较小，此时驻波差，则增大电感L2和电感L5电感值，从而调好驻波； [0073] 调节中心频率：增大电感L3和电感L4的电感值，中心频率降低；反之则中心频率增大； [0074] 调节带宽：增大调节电感L3与第四电感L4的距离，带宽减小； [0075] 调节零点与中心频率的距离：调节电感L1的电感值和/或改变变动二极管D1的控制电压VIN1的电压值，从而改变零点位置。 |
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