带通滤波器电路、带阻滤波器电路和红外线信号处理电路
阅读：813发布：2022-08-04
专利汇可以提供带通滤波器电路、带阻滤波器电路和红外线信号处理电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 的带通 滤波器 电路 (10)包括：跨导 放大器 电路(1～3)；共模反馈电路(4)，将第一控制 信号 输出到 跨导放大器 电路(1)，使得跨导放大器电路(1)的差动输出的直流 电压 电平成为规定的电平；共模反馈电路(5)，将第二 控制信号 输出到跨导放大器电路(2)，使得跨导放大器电路(2)的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；以及电容器(C1～C3)，通过具有如图1所示的连接关系，实现可以调整Q值等常数的 带通滤波 器 电路。，下面是带通滤波器电路、带阻滤波器电路和红外线信号处理电路专利的具体信息内容。
1.一种带通滤波器电路，其特征在于，包括：
将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路；
将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
第一电容器，第二电容器以及第三电容器，
同相输入端子通过上述第一电容器连接到上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和上述第二跨导放大器电路的同相输入单元，
反相输入端子通过上述第二电容器连接到上述第一跨导放大器电路的反相输出单元和上述第二跨导放大器电路的反相输入单元，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元，上述第三跨导放大器电路的同相输入单元和反相输出单元，以及上述第三电容器的一端，
上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元、上述第三跨导放大器电路的反相输入单元和同相输出单元、以及上述第三电容器的另一端，
上述第三跨导放大器电路的同相输出单元是反相输出端子，上述第三跨导放大器电路的反相输出单元是同相输出端子，
上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
2.一种带通滤波器电路，其特征在于，包括：
将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路；
将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
第一电容器、第二电容器以及第三电容器，
上述第一跨导放大器电路具有第一输出单元和第二输出单元，
同相输入端子通过上述第一电容器连接到上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元和上述第二跨导放大器电路的同相输入单元，
反相输入端子通过上述第二电容器连接到上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的反相输出单元和上述第二跨导放大器电路的反相输入单元，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元、上述第一跨导放大器电路的上述第二输出单元中的反相输出单元、以及上述第三电容器的一端，
上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元、上述第一跨导放大器电路的上述第二输出单元中的同相输出单元、以及上述第三电容器的另一端，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元是同相输出端子，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元是反相输出端子，
上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
3.根据权利要求1所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述带通滤波器电路包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
4.根据权利要求2所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述带通滤波器电路包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
5.根据权利要求3所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述跨导放大器电路包括：第一晶体管单元，具有相互并联设置的多个晶体管；以及第二晶体管单元，使流过该第一晶体管单元的多个晶体管中除第一晶体管以外的晶体管的电流流到接地端子，
流入上述第一晶体管单元的第一晶体管中的电流是上述跨导放大器电路的输出电流，上述第一晶体管单元的各晶体管分别具有不同的沟道宽度和沟道长度，
上述调整单元切换上述第二晶体管单元的晶体管的导通关断。
6.一种带阻滤波器电路，其特征在于，包括：
将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第四跨导放大器电路；
将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
第一电容器、第二电容器、以及第三电容器，
同相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元和上述第二电容器的一端，
反相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元和上述第三电容器的一端，
上述第一跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的同相输入单元、上述第四跨导放大器电路的反相输出单元、以及第一电容器的一端，
上述第一跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的反相输入单元、上述第四跨导放大器电路的同相输出单元、以及第一电容器的另一端，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的同相输入单元以及反相输出单元、上述第四跨导放大器电路的反相输入单元、以及上述第二电容器的另一端，
上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的反相输入单元以及同相输出单元、上述第四跨导放大器电路的同相输入单元、以及上述第三电容器的另一端，
上述第三跨导放大器电路的同相输出单元是反相输出端子，上述第三跨导放大器电路的反相输出单元是同相输出端子，
上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
7.一种带阻滤波器电路，其特征在于，包括：
将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路；
将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；
第一电容器、第二电容器、以及第三电容器，
上述第三跨导放大器电路具有第一输出单元和第二输出单元，
同相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元和上述第二电容器的一端，
反相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元和上述第三电容器的一端，
上述第一跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的同相输入单元、上述第三跨导放大器电路的上述第二输出单元中的反相输出单元、以及上述第一电容器的一端，
上述第一跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的反相输入单元、上述第三跨导放大器电路的上述第二输出单元中的同相输出单元、以及上述第一电容器的另一端，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的同相输入单元和上述第一输出单元中的反相输出单元，以及上述第二电容器的另一端，
上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的反相输入单元和上述第一输出单元中的同相输出单元，以及上述第三电容器的另一端，
上述第三跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元是同相输出端子，上述第三跨导放大器电路的上述第一输出单元中的反相输出单元是反相输出端子，
上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，
上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
8.根据权利要求6所述的带阻滤波器电路，其特征在于，
上述带阻滤波器电路包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
9.根据权利要求7所述的带阻滤波器电路，其特征在于，
上述带阻滤波器电路包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
10.根据权利要求8所述的带阻滤波器电路，其特征在于，
上述跨导放大器电路包括：设置为使得流过第一晶体管的电流也流过除第一晶体管以外的晶体管的、具有多个晶体管的第一晶体管单元，和使流过该第一晶体管单元的除第一晶体管以外的晶体管的电流流到接地端子的第二晶体管单元，
流入上述第一晶体管单元的第一晶体管的电流是上述跨导放大器电路的输出电流，上述第一晶体管单元的各晶体管分别具有不同的沟道宽度和沟道长度，
上述调整单元切换上述第二晶体管单元的晶体管的导通关断。
11.一种红外线信号处理电路，其特征在于，包括：
将光接收的红外线信号转换为电信号的光接收元件；
放大上述电信号的放大电路；
从放大后的电信号中提取载波频率分量的权利要求3或4所述的带通滤波器电路；
载波检测电路，该载波检测电路包括：
第一比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为噪声检测电平的第一阈值电压进行比较，
第二比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第一载波检测电平的、比上述第一阈值电压更大的第二阈值电压进行比较；
第三比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为判断上述带通滤波器电路的输出信号电平的峰值检测电平的、比上述第二阈值电压更大的第三阈值电压进行比较；以及
逻辑电路，基于上述第一比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益，使得不输出上述第一比较电路的输出信号，且基于上述第三比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，使得不输出上述第三比较电路的输出信号，
该载波检测电路将上述第二比较电路的输出信号作为载波输出。
12.根据权利要求11所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述逻辑电路包括多个计数器，通过对上述多个比较电路的输出信号进行规定脉冲数计数，进行用于控制上述放大电路和上述带通滤波器电路的脉冲输出。
13.根据权利要求12所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述载波检测电路还包括振荡时钟信号的振荡电路；
上述逻辑电路包括：
第一计数器，通过对上述振荡电路的时钟信号进行计数，输出使上述放大电路的增益增加的第一放大电路控制信号，同时通过对上述振荡电路的时钟信号进行计数，输出使上述带通滤波器电路的增益和Q值增加的带通滤波器控制信号；
第二计数器，通过对上述第一比较电路的输出信号进行计数，输出使上述放大电路的增益减小的第二放大电路控制信号；
第一加减计数器，通过对上述第一放大电路控制信号进行计数，输出使上述放大电路的增益增加的第一控制信号，同时通过对上述第二放大电路控制信号进行计数，输出使上述放大电路的增益减小的第二控制信号；以及
第二加减计数器，通过对上述带通滤波器控制信号进行计数，输出使上述带通滤波器电路的增益和Q值增加的第三控制信号，同时通过对上述第三比较电路的输出信号进行计数，输出使上述带通滤波器的增益和Q值减小的第四控制信号。
14.根据权利要求13所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
在上述第一计数器的复位端子中输入上述第二比较电路的输出信号。
15.根据权利要求13所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述第一加减计数器包括用于设定上述放大电路的增益的初始值的第一初始值设定单元，上述第二加减计数器包括用于设定上述带通滤波器电路的增益和Q值的各初始值的第二初始值设定单元。
16.根据权利要求13所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述多个计数器和上述多个加减计数器包括扫描路径，在晶片测试时，上述多个计数器和上述多个加减计数器可以在同一定时动作。
17.根据权利要求11所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述比较电路是迟滞比较器。
18.根据权利要求13所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述振荡电路的振荡频率是与上述带通滤波器电路的中心频率相同的频率。
19.根据权利要求13所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述振荡电路的振荡频率是比上述带通滤波器电路的中心频率小的频率。
20.根据权利要求11所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述红外线信号处理电路还包括：
第四比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第二信号检测电平的、具有比上述第二阈值电压更大的电平的第四阈值电压进行比较；以及
选择电路，从上述第二比较电路的输出信号和上述第四比较电路的输出信号中选择上述载波。
21.一种红外线信号处理电路，其特征在于，包括：
将光接收的红外线信号转换为电信号的光接收元件；
放大上述电信号的放大电路；
从放大后的电信号中提取载波频率分量的权利要求3或4所述的带通滤波器电路；
从提取的载波频率分量中除去干扰光噪声的权利要求8或9中所述的带阻滤波器电路；以及
载波检测电路，
该载波检测电路包括：
第一比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为噪声检测电平的第一阈值电压进行比较；
第二比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为第一载波检测电平的、比上述第一阈值电压更大电平的第二阈值电压进行比较；
第三比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为判断上述带阻滤波器电路的输出信号电平的峰值检测电平的、比上述第二阈值电压更大电平的第三阈值电压进行比较；以及
逻辑电路，基于上述第一比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益的同时控制上述带阻滤波器电路的Q值，使得不输出上述第一比较电路的输出信号，且基于上述第三比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，使得不输出上述第三比较电路的输出信号，
该载波检测电路将上述第二比较电路的输出信号作为载波输出。
22.根据权利要求21所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述红外线信号处理电路还包括：
第四比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第二信号检测电平的、比上述第二阈值电压更大的电平的第四阈值电压进行比较；以及
选择电路，从上述第二比较电路的输出信号和上述第四比较电路的输出信号中选择上述载波。
带通滤波器电路、带阻滤波器电路和红外线信号处理电路
[0001] 技术领域
[0002] 本发明涉及可以调整Q值等常数、同时可以提高电源噪声消除特性的带通滤波器电路和带阻滤波器电路。此外，还涉及包括上述带通滤波器电路，减小干扰光噪声，同时可以减小带通滤波器电路输出波形失真的红外线信号处理电路。
[0003] 背景技术
[0004] 作为红外线信号处理电路的一般设备包括基于IrDA(Infrared DataAssociation)标准和IrDA Control标准进行数据通信的家电产品的遥控和个人计算机的外围设备。
[0005] 例如，如图23所示，现有的红外线遥控接收机110包括将从未图示的红外线遥控发送机所发送的遥控发送信号转换为电流信号Iin的光电二极管芯片101，以及接收芯片108，该接收芯片108包括：将生成的电流信号Iin转换为电压信号的电流-电压转换电路102、将生成的电压信号放大的放大电路103、从放大后的电压信号中提取载波频率分量的带通滤波器电路(下面记为BPF)104、从提取的载波频率分量中检测载波的载波检测电路105、对载波存在的时间进行积分的积分电路106、以及通过将积分电路106的输出与阈值电平进行比较而判断有无载波并进行数字输出的迟滞比较器107。迟滞比较器107的数字输出Dout发送到控制电子设备的微型计算机等中。
[0006] 图24示出了红外线遥控接收机110的上述各电路的输出，图24(a)示出了电流信号Iin，图24(b)示出了BPF 104的输出(实线)和载波检测电路105的输出(虚线)，图24(c)示出了积分电路106的输出(实线)，图24(d)示出了红外线遥控接收机110的数字输出Dout。并且，图24(c)中的虚线是上述阈值电平。
[0007] 在此，上述遥控发送信号是由确定为30kHz～60kHz左右的载波所调制的ASK(Amplitude Shift Keying)信号，但是家用转换器荧光灯中也存在30kHz～60kHz的载波分量。因此，在周围存在转换器荧光灯的环境中使用红外线遥控接收机110的情况下，红外线遥控接收机110检测转换器荧光灯噪声而产生误动作，或者在最坏的情况下，不能正确地接收遥控发送信号。
[0008] 因此，为了减小转换器荧光灯噪声，使用提高BPF104的Q值，从而增大载波的选择度的方法。但是，当提高BPF104的Q值时，存在BPF104的输出发生波形失真、脉冲宽度变大等问题。下面将详细地说明。
[0009] 如图25所示，BPF104包括跨导放大器(下面，简单地记为GM)111、112，衰减器(ATT)113(衰减比1/α)、以及电容器C11、C12。BPF104的传递函数H(s)由下式(1)表示。
[0010] 由基尔霍夫规律：
[0011] gm111*(-vo)＝s*C11*(v1-vin)
[0012] gm112*(v1-(R112/R111+R112))*vo)＝s*C12*vo
[0013] 如果消除v1，
[0014] H(s)＝(H*ω0/Q*s)/(s2+ω0/Q*s+ω02) (1)
[0015] ω0＝((gm111*gm112)/(C11*C12))1/2
[0016] Q＝α*((C12*gm111)/(C11*gm112))1/2
[0017] H＝α
[0018] 其中，
[0019] vin：BPF104的输入电压
[0020] vo：BPF104的输出电压
[0021] i111：GM111的输出电流
[0022] i112：GM112的输出电流
[0023] v1：GM111的输出电压
[0024] gm111：GM111的跨导
[0025] gm112：GM112的跨导
[0026] C11：电容器C11的电容值
[0027] C12：电容器C12的电容值
[0028] R111：GM111的输出阻抗
[0029] R112：GM112的输出阻抗
[0030] ω0：固有角频率
[0031] H：增益
[0032] s：复数
[0033] 关于BPF104的正弦波响应，正弦波的拉普拉斯变换是式(2)，可以通过进行H(s)F(s)的拉普拉斯反变换而得到(式(3))。
[0034] F(s)＝L(sin(ω0t))＝ω0/(s2+ω02) (2)
[0035] H(s)*F(s)＝(H*ω0/Q*s)/(s2+ω0/Q*s+ω02)*ω0/(s2+ω02)
[0036] ＝(-H*ω0)/(s2+ω0/Q*s+ω02)+(H*ω0)/(s2+ω02)
[0037] ＝(-H*ω0)/{(s+ω0/(2*Q))2+((ω0((4*Q2-1)/(4*Q2))1/2))2}+(H*ω0)/(s2+ω02)
[0038] 假设((4*Q2-1)/(4*Q2))1/21时，
[0039] ＝(-H*ω0)/{(s+ω0/(2*Q))2+ω02)+(H*ω0)/(s2+ω02)
[0040] 将第一项、第二项分别进行拉普拉斯反变换时，
[0041] L-1(H(s)F(s))＝H*{(-exp(-ω0t/(2*Q))*sin(ω0t)+sin(ω0t))
[0042] ＝H(1-exp(-ω0t/(2*Q)))*sin(ω0t) (3)
[0043] 在式(3)中的(1-exp(-ω0t/(2*Q)))影响波形失真。
[0044] 图26示出了BPF104的输出，图26(a)是BPF104的Q值低的情况，图26(b)是BPF104的Q值高的情况，图26(c)是在BPF104的Q值高的情况下，在近距离与红外线遥控发送机进行通信的情况。并且，在各图中还示出在各个情况中的红外线遥控接收机110的数字输出Dout。
[0045] 由上述式(3)和图26可知，如果提高BPF104的Q值，则BPF104的输出波形失真变大，脉冲宽度变大。特别地，这些现象在遥控发送信号的基本频率的脉冲宽度小时变得显著。由于这样的BPF104的输出波形失真，如同一图所示，数字输出Dout不能适当地输出，接收灵敏度下降。因此，BPF104的Q值一般设定在10～15左右。
[0046] 并且，近年来，与多功能导致数据量的增加、以及为了低功耗化而降低发光量相对应地，遥控发送信号由短脉冲传送。特别地，在与该短脉冲的遥控发送信号对应的红外线遥控接收机中，由提高上述BPF的Q值而导致的BPF的输出脉冲宽度产生增大时，发生不可接收遥控发送信号的问题。例如，在RC-MM(Remote Control-Multi Media Protcol)的情况下，相对于遥控发送信号的脉冲宽度166μsec，在红外线遥控接收机中，信号脉冲宽度需要在80μsec～275μsec以内。特别地，上述问题在如图26(c)所示的信号振幅大的近距离下的通信变得显著。
[0047] 因此，为了解决上述问题，本申请人提出一种红外线遥控接收机(细节见特许申请2006-196079号(申请日：2006年7月18日)(未公开))，其检测BPF的输出并判断是否超过规定电平，在超过规定电平的情况下，判断为射入转换器荧光灯噪声，并判断为上述的BPF的输出脉冲宽度发生增大，进行控制，以使BPF的Q值、增益下降，减小转换器荧光灯噪声，同时减小BPF输出的波形失真。在这种情况下，需要可以调整Q值、增益等常数的BPF。
[0048] 此外，如图25所示，由于在BPF中采用单端输入，所以存在这样的问题：在输入中电源噪声等噪声重叠的情况下，由于BPF特性，在中心频率附近成为较大的增益，所以噪声被放大、电源噪声消除特性恶化。
[0049] 此外，在红外线遥控接收机中，为了消除转换器荧光灯噪声，有内置带阻滤波器电路(band eliminate filter circuit)(以下，记为BEF)。如图27所示，BEF 130包括：跨导放大器(下面，简单地记为GM)121、122；衰减器(ATT)123(衰减比1/α)；以及电容器C21、C22。BEF130的传递函数H(s)由下式(4)表示。
[0050] H(s)＝H*(s2+ωn2)/(s2+ω0/Q*s+ω02) (4)
[0051] ω0＝ωn＝((gm121*gm122)/(C21*C22))1/2
[0052] Q＝α*((C22*gm121)/(C21*gm122))1/2
[0053] H＝1
[0054] 其中，
[0055] ω0：固有角频率
[0056] ωn：噪声固有角频率
[0057] H：增益
[0058] s：复数
[0059] gm121：GM121的跨导
[0060] gm122：GM122的跨导
[0061] C21：电容器C21的电容值
[0062] C22：电容器C22的电容值。
[0063] 发明内容
[0064] 本发明的目的是实现可以调整Q值等常数的带通滤波器电路和带阻滤波器电路，以及包括带通滤波器电路并且可以减小干扰光噪声同时降低带通滤波器电路输出的波形失真的红外线信号处理电路。
[0065] 此外，鉴于上述问题点，本发明的目的是实现可以提高电源噪声消除特性的带通滤波器电路、带阻滤波器电路和红外线信号处理电路。
[0066] 为了实现上述目的，本发明的带通滤波器电路包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路；将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；第一电容器，第二电容器以及第三电容器；同相输入端子通过上述第一电容器连接到上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和上述第二跨导放大器电路的同相输入单元，反相输入端子通过上述第二电容器连接到上述第一跨导放大器电路的反相输出单元和上述第二跨导放大器电路的反相输入单元，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元、上述第三跨导放大器电路的同相输入单元和反相输出单元、以及上述第三电容器的一端，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元、上述第三跨导放大器电路的反相输入单元和同相输出单元、以及上述第三电容器的另一端，上述第三跨导放大器电路的同相输出单元是反相输出端子，上述第三跨导放大器电路的反相输出单元是同相输出端子，上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
[0067] 通过上述结构，本发明的带通滤波器电路的传递函数H(s)如下式(5)表示。此外，上述带通滤波器电路的各常数(固有角频率ω0、Q值、增益H)分别由下式(6)～(8)所表示。
[0068] 由基尔霍夫规律，
[0069] 上述第一跨导放大器电路的同相输出单元的输出成为：
[0070] gm1*(-vo-vo)＝s*C1*(v1-vin)
[0071] 上述第一跨导放大器电路的反相输出单元的输出成为：
[0072] -gm1*(-vo-vo)＝s*C1*(-v1-(-vin))
[0073] 并且变成与同相输出单元的输出相等。
[0074] 此外，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元的输出成为：
[0075] gm2*(v1-(-v1))-gm3*(vo-(-vo))＝s*C3*(vo-(-vo))
[0076] 上述第二跨导放大器电路的反相输出单元的输出成为：
[0077] -gm2*(v1-(-v1))+gm3*(vo-(-vo))＝s*C3*(-vo-(vo))
[0078] 并且变成与同相输出单元的输出相等。
[0079] 从上式中消除v1，由于H(s)＝vo/vin，所以
[0080] H(s)＝{(gm2/C3)*s}/{s2+(gm3/C3)*s+((gm1*gm2)/((C1/2)*C3))} (5)
[0081] ω0＝((gm1*gm2)/((C1/2)*C3))1/2
[0082] ＝gm/C (6)
[0083] Q＝((C3/(C1/2))*(gm1*gm2)/(gm32))1/2
[0084] ＝gm/gm3 (7)
[0085] H＝gm2/gm3
[0086] ＝gm/gm3 (8)
[0087] 其中，
[0088] s：复数
[0089] vin：上述带通滤波器电路的输入电压，vin＝(vin+)＝-(vin-)
[0090] vin+：输入到上述带通滤波器电路的同相输入端子的电压
[0091] vin-：输入到上述带通滤波器电路的反相输入端子的电压
[0092] vo：上述带通滤波器电路的输出电压，vo＝(vo+)＝-(vo-)
[0093] vo+：从上述带通滤波器电路的同相输出端子输出的电压
[0094] vo-：从上述带通滤波器电路的反相输出端子输出的电压
[0095] v1：上述第一跨导放大器电路的输出电压，v1＝(v1+)＝-(v1-)
[0096] v1+：从上述第一跨导放大器电路的同相输出单元输出的电压
[0097] v1-：从上述第一跨导放大器电路的反相输出单元输出的电压
[0098] gm1：上述第一跨导放大器电路的跨导
[0099] gm2：上述第二跨导放大器电路的跨导
[0100] gm3：上述第三跨导放大器电路的跨导
[0101] C1：上述第一、第二电容器的各电容值
[0102] C3：上述第三电容器的电容值
[0103] 并且设定为：
[0104] gm＝gm1＝gm2
[0105] C＝C1/2＝C3。
[0106] 由上式(6)～(8)可以理解，通过调整gm1、gm2、gm3，可以调整上述带通滤波器电路的各常数。特别地，通过仅调整gm3，可以使固有角频率ω0恒定而调整Q值、增益H。这样，起到可以实现能够调整Q值等常数的带通滤波器电路的效果。
[0107] 此外，上述带通滤波器电路是全差动型结构。因此，由于可以消除同相输入，所以即使这样的电源噪声对上述带通滤波器电路带来影响，也可以消除。由此，起到可以实现能够提高电源噪声消除特性的带通滤波器电路的效果。
[0108] 为了实现上述目的，本发明的带通滤波器电路包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路；将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；第一电容器、第二电容器以及第三电容器，上述第一跨导放大器电路具有第一输出单元和第二输出单元，同相输入端子通过上述第一电容器连接到上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元和上述第二跨导放大器电路的同相输入单元，反相输入端子通过上述第二电容器连接到上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的反相输出单元和上述第二跨导放大器电路的反相输入单元，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元、上述第一跨导放大器电路的上述第二输出单元中的反相输出单元、以及上述第三电容器的一端，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元、上述第一跨导放大器电路的上述第二输出单元中的同相输出单元、以及上述第三电容器的另一端，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元是同相输出端子，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元是反相输出端子，上述第一跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子；上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
[0109] 本发明的带通滤波器电路(下面，记为第二带通滤波器电路)构成为共用包括上述第一～第三跨导放大器电路的带通滤波器电路(下面，记为第一带通滤波器电路)的上述第一跨导放大器电路和上述第三跨导放大器电路。在该第二带通滤波器电路中，也可以得到与上述第一带通滤波器电路相同的传递函数，并且由于是全差动型结构，所以起到可以实现能够调整Q值等常数同时能够提高电源噪声特性的带通滤波器电路的效果。此外，在第二带通滤波器电路中，起到电路结构简单、可以降低成本的效果。
[0110] 为了实现上述目的，本发明的带阻滤波器电路包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第四跨导放大器电路；将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；第一电容器、第二电容器、以及第三电容器，同相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元和上述第二电容器的一端，反相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元和上述第三电容器的一端，上述第一跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的同相输入单元、上述第四跨导放大器电路的反相输出单元、以及第一电容器的一端，上述第一跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的反相输入单元、上述第四跨导放大器电路的同相输出单元、以及第一电容器的另一端，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的同相输入单元以及反相输出单元、上述第四跨导放大器电路的反相输入单元、以及上述第二电容器的另一端，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的反相输入单元以及同相输出单元、上述第四跨导放大器电路的同相输入单元、以及上述第三电容器的另一端，上述第三跨导放大器电路的同相输出单元是反相输出端子，上述第三跨导放大器电路的反相输出单元是同相输出端子，上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
[0111] 通过上述结构，本发明的带阻滤波器电路的传递函数H(s)如下式(9)所表示。此外，上述带阻滤波器电路的各常数(固有角频率ω0、噪声固有角频率ωn、Q值)分别由下式(10)～(12)所表示。
[0112] 由基尔霍夫规律，
[0113] 上述第一跨导放大器电路的同相输出单元的输出成为：
[0114] gm1*(vin-(-vin))-gm4*(vo-(-vo))＝s*C1*(v1-(-v1))
[0115] 上述第一跨导放大器电路的反相输出单元的输出成为：
[0116] -gm1*(vin-(-vin))+gm4*(vo-(-vo))＝s*C1*(-v1-(v1))
[0117] 成为与同相输出单元的输出相等。
[0118] 此外，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元的输出成为：
[0119] gm2*(v1-(-v1))-gm3*(vo-(-vo))＝s*C2*(vo-(vin))
[0120] 上述第二跨导放大器电路的反相输出单元的输出成为：
[0121] -gm2*(v1-(-v1))+gm3*(vo-(-vo))＝s*C2*(-vo-(-vin))
[0122] 成为与同相输出单元的输出相等。
[0123] 从上式中消除v1，并通过H(s)＝vo/vin，
[0124] H(s)＝{s2+((gm11*gm12)/(C11*(C12/2)))}/{s2+(gm13/(C12/2))*s+((gm12*gm14)/(C11*(C12/2)))} (9)
[0125] ω0＝((gm12*gm14)/(C11*(C12/2)))1/2
[0126] ＝gm/C (10)
[0127] ωn＝((gm11*gm12)/(C11*(C12/2)))1/2
[0128] ＝gm/C (11)
[0129] Q＝(((C12/2)/C11)*(gm12*gm14)/(gm132))1/2
[0130] ＝gm/gm13 (12)
[0131] 其中，
[0132] s：复数
[0133] vin：上述带阻滤波器电路的输入电压，vin＝(vin+)＝-(vin-)
[0134] vin+：输入到上述带阻滤波器电路的同相输入端子的电压
[0135] vin-：输入到上述带阻滤波器电路的反相输入端子的电压
[0136] vo：上述带阻滤波器电路的输出电压，vo＝(vo+)＝-(vo-)
[0137] vo+：从上述带阻滤波器电路的同相输出端子输出的电压
[0138] vo-：从上述带阻滤波器电路的反相输出端子输出的电压
[0139] v1：上述第一跨导放大器电路的输出电压，v1＝(v1+)＝-(v1-)
[0140] v1+：从上述第一跨导放大器电路的同相输出单元输出的电压
[0141] v1-：从上述第一跨导放大器电路的反相输出单元输出的电压
[0142] gm11：上述第一跨导放大器电路的跨导
[0143] gm12：上述第二跨导放大器电路的跨导
[0144] gm13：上述第三跨导放大器电路的跨导
[0145] gm14：上述第四跨导放大器电路的跨导
[0146] C11：上述第一电容器的电容值
[0147] C12：上述第二、第三电容器的各电容值
[0148] 并且设定为：
[0149] gm＝gm11＝gm12＝gm14
[0150] C＝C12/2＝C11。
[0151] 由上式(10)～(12)可知，通过调整gm11、gm12、gm13、gm14，可以调整上述带阻滤波器电路的各常数。特别地，通过仅调整gm13，可以使固有角频率ω0和噪声固有角频率ωn恒定而调整Q值。这样，起到可以实现能够调整Q值等常数的带阻滤波器电路的效果。
[0152] 此外，上述带阻滤波器电路是全差动型结构。因此，由于可以消除同相输入，所以即使这样的电源噪声对上述带阻滤波器电路带来影响，也可以消除。由此，起到可以实现能够提高电源噪声消除特性的带阻滤波器电路的效果。
[0153] 为了实现上述目的，本发明的带阻滤波器电路包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的第一跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第二跨导放大器电路，将差动输入电压转换为差动输出电流的第三跨导放大器电路；将第一控制信号输出到上述第一跨导放大器电路的第一共模反馈电路，使得上述第一跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；将第二控制信号输出到上述第二跨导放大器电路的第二共模反馈电路，使得上述第二跨导放大器电路的差动输出的直流电压电平成为规定的电平；第一电容器、第二电容器、以及第三电容器，上述第三跨导放大器电路具有第一输出单元和第二输出单元，同相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的同相输入单元和上述第二电容器的一端，反相输入端子连接到上述第一跨导放大器电路的反相输入单元和上述第三电容器的一端，上述第一跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的同相输入单元、上述第三跨导放大器电路的上述第二输出单元中的反相输出单元、以及上述第一电容器的一端，上述第一跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第二跨导放大器电路的反相输入单元、上述第三跨导放大器电路的上述第二输出单元中的同相输出单元、以及上述第一电容器的另一端，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的同相输入单元和上述第一输出单元中的反相输出单元，以及上述第二电容器的另一端，上述第二跨导放大器电路的反相输出单元连接到上述第三跨导放大器电路的反相输入单元和上述第一输出单元中的同相输出单元、以及上述第三电容器的另一端，上述第三跨导放大器电路的上述第一输出单元中的同相输出单元是同相输出端子，上述第三跨导放大器电路的上述第一输出单元中的反相输出单元是反相输出端子，上述第一跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第一共模反馈电路的输入端子，上述第二跨导放大器电路的同相输出单元和反相输出单元是上述第二共模反馈电路的输入端子。
[0154] 本发明的带阻滤波器电路(下面，记为第二带阻滤波器电路)构成为共用包括上述第一～第四跨导放大器电路的带阻滤波器电路(下面，记为第一带阻滤波器电路)的上述第三跨导放大器电路和上述第四跨导放大器电路。在该第二带阻滤波器电路中，可以得到与上述第一带阻滤波器电路相同的传递函数，并且由于是全差动型结构，所以起到可以实现能够调整Q值等常数同时能够提高电源噪声特性的带阻滤波器电路的效果。此外，在第二带阻滤波器电路中，起到电路结构简单、可以降低成本的效果。
[0155] 为了实现上述目的，本发明的红外线信号处理电路包括：将光接收的红外线信号转换为电信号的光接收元件；放大上述电信号的放大电路；从放大后的电信号中提取载波频率分量的技术方案3所述的带通滤波器电路；载波检测电路，该载波检测电路包括：第一比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为噪声检测电平的第一阈值电压进行比较，第二比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第一载波检测电平的、比上述第一阈值电压更大的第二阈值电压进行比较；第三比较电路，将上述带通滤波器电路的输出信号和作为判断上述带通滤波器电路的输出信号电平的峰值检测电平的、比上述第二阈值电压更大的第三阈值电压进行比较；以及逻辑电路，基于上述第一比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益，使得不输出上述第一比较电路的输出信号、且基于上述第三比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，使得不输出上述第三比较电路的输出信号，该载波检测电路将上述第二比较电路的输出信号作为载波输出。
[0156] 根据上述结构，本发明的红外线信号处理电路包括：第一比较电路，从上述第一比较电路输出输出信号的情况下，判断为射入干扰光噪声，并控制放大电路的增益，以将干扰光噪声减小到比信号检测电平更小的噪声检测电平以下，即直到干扰光噪声成为不能引起误动作的电平。由此，可以确实地减小射入的干扰光噪声，减少干扰光噪声所引起的误动作。
[0157] 此外，上述红外线信号处理电路包括第三比较电路，从上述第三比较电路输出输出信号的情况下，判断为上述带通滤波器电路的增益和Q值大，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，直到上述带通滤波器电路的输出信号的电平成为峰值检测电平以下。由此，可以减小带通滤波器电路输出的波形失真。这样，起到可以实现能够减小干扰光噪声，同时减小带通滤波器电路输出的波形失真的红外线信号处理电路的效果。
[0158] 此外，由于上述红外线信号处理电路包括上述带通滤波器电路，所以起到可以实现能够提高电源噪声消除特性的红外线信号处理电路的效果。
[0159] 为了实现上述目的，本发明的红外线信号处理电路包括：将光接收的红外线信号转换为电信号的光接收元件；放大上述电信号的放大电路；从放大后的电信号中提取载波频率分量的技术方案3所述的带通滤波器电路；从提取的载波频率分量中除去干扰光噪声的技术方案7中所述的带阻滤波器电路；载波检测电路，该载波检测电路包括：第一比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为噪声检测电平的第一阈值电压进行比较；第二比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为第一载波检测电平的、比上述第一阈值电压更大电平的第二阈值电压进行比较；第三比较电路，将上述带阻滤波器电路的输出信号和作为判断上述带阻滤波器电路的输出信号电平的峰值检测电平的、比上述第二阈值电压更大电平的第三阈值电压进行比较；以及逻辑电路，基于上述第一比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益的同时控制上述带阻滤波器电路的Q值，使得不输出上述第一比较电路的输出信号、且基于上述第三比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，使得不输出上述第三比较电路的输出信号，该载波检测电路将上述第二比较电路的输出信号作为载波输出。
[0160] 根据上述结构，本发明的红外线信号处理电路包括：第一比较电路，从上述第一比较电路输出输出信号的情况下，判断为射入干扰光噪声，控制放大电路的增益，以将干扰光噪声减小到比信号检测电平更小的噪声检测电平以下，即直到干扰光噪声成为不能引起误动作的电平。由此，可以确实地减小射入的干扰光噪声，并减少干扰光噪声引起的误动作。
[0161] 此外，上述红外线信号处理电路包括第三比较电路，从上述第三比较电路输出输出信号的情况下，判断为上述带通滤波器电路的增益和Q值大，控制上述带通滤波器电路的增益和Q值，直到上述带通滤波器电路的输出信号的电平变成峰值检测电平以下。由此，可以减小带通滤波器电路输出的波形失真。这样，起到可以实现能够减小干扰光噪声，同时减小带通滤波器电路输出的波形失真的红外线信号处理电路的效果。
[0162] 此外，由于上述红外线信号处理电路包括上述带通滤波器电路和上述带阻滤波器电路，所以起到可以实现能够提高电源噪声消除特性的红外线信号处理电路的效果。
[0163] 此外，由于上述红外线信号处理电路包括上述带阻滤波器电路，所以起到可以进一步地减小干扰光噪声的效果。
[0165] 附图说明
[0166] 图1是示出一实施方式的带通滤波器电路的结构的图。
[0167] 图2是示出用于调整上述带通滤波器电路所包括的跨导放大器电路的跨导的结构的图。
[0168] 图3是示出上述带通滤波器电路的其他结构例的图。
[0169] 图4是示出上述跨导放大器电路的具体结构的图。
[0170] 图5是示出上述带通滤波器电路所包括的共模反馈电路的具体结构的图。
[0171] 图6是示出根据其他实施方式的带阻滤波器电路的结构的图。
[0172] 图7是示出用于调整上述带阻滤波器电路所包括的跨导放大器电路的跨导的结构的图。
[0173] 图8是示出上述带阻滤波器电路的其他结构例的图。
[0174] 图9是示出其他实施方式的红外线遥控接收机的结构的图。
[0175] 图10是示出上述红外线遥控接收机所包括的逻辑电路的结构的方块图。
[0176] 图11是示出上述红外线遥控接收机所包括的各电路的动作的图。
[0177] 图12(a)是示出上述红外线遥控接收机所包括的比较器的具体结构的电路图。
[0178] 图12(b)是示出上述比较器的动作情况的图。
[0179] 图12(c)是示出上述比较器的动作情况的图。
[0180] 图13(a)是示出上述红外线遥控接收机所包括的振荡电路的具体结构的电路图。
[0181] 图13(b)是示出上述振荡电路的动作的图。
[0182] 图14是示出上述逻辑电路所包括的计数器的具体结构的图。
[0183] 图15是示出上述逻辑电路所包括的加减计数器的具体结构的图。
[0184] 图16(a)是示出上述计数器以及上述加减计数器所包括的D触发器的具体结构的图。
[0185] 图16(b)是示出上述D触发器的动作情况的图。
[0186] 图16(c)是示出上述D触发器的动作情况的图。
[0187] 图17是示出其他实施方式的红外线遥控接收机的结构的图。
[0188] 图18是示出上述图17中示出的红外线遥控接收机所包括的逻辑电路的结构的方块图。
[0189] 图19是示出上述图17中示出的红外线遥控接收机所包括的各电路的动作的图。
[0190] 图20是示出其他实施方式的红外线遥控接收机的结构的图。
[0191] 图21是示出其他实施方式的IrDA Control的结构的图。
[0193] 图22(b)是说明BPF的稳定性和输出信号的波形失真的图，是示出BPF的输出信号波形的图。
[0194] 图23是示出以往技术的图，其中示出红外线遥控接收机的结构。
[0195] 图24(a)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机所包括的电流-电压转换电路的输出的图。
[0196] 图24(b)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机所包括的带通滤波器电路的输出(实线)和载波检测电路的输出(虚线)的图。
[0197] 图24(c)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机所包括的积分电路的输出(实线)的图。
[0198] 图24(d)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机的数字输出的图。
[0199] 图25是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机所包括的带通滤波器电路的结构的图。
[0200] 图26(a)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机的数字输出和带通滤波器电路的输出的图，是示出上述带通滤波器电路的Q值低的情况的图。
[0201] 图26(b)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机的数字输出和带通滤波器电路的输出的图，是示出上述带通滤波器电路的Q值高的情况的图。
[0202] 图26(c)是示出上述图23中示出的红外线遥控接收机的数字输出和带通滤波器电路的输出的图，是示出上述带通滤波器电路的Q值高、并与红外线遥控发送机近距离地进行通信的情况的图。
[0203] 图27是示出以往技术的图，是示出带阻滤波器电路的结构的图。
[0204] 具体实施方式
[0205] (实施方式1)
[0206] 基于图1～图5说明本发明的一实施方式，则如下所述。
[0207] 图1示出了带通滤波器电路(下面，记为BPF)10(第一带通滤波器电路)的结构。
[0208] BPF10是全差动型带通滤波器电路，包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的跨导放大器电路(下面，简单地记为GM)1～3(第一跨导放大器电路～第三跨导放大器电路)；共模反馈电路(下面，简单地记为CMFB)4、5(第一、第二共模反馈电路)；以及电容器C1～C3(第一电容器～第三电容器)。并且，以下在将装置进行统称并记载的情况下，例如在统称并记载GM1～GM3的情况下，简单地记为“GM”。
[0209] GM1的同相输出单元连接到GM2的同相输入单元，GM1的反相输出单元连接到GM2的反相输入单元。GM2的同相输出单元连接到GM3的同相输入单元，GM2的反相输出单元连接到GM3的反相输入单元。
[0210] GM2的同相输出单元连接到GM1的反相输入单元，GM2的反相输出单元连接到GM1的同相输入单元。此外，电容器C3连接到GM2的同相输出单元和反相输出单元。此外，GM2的同相输出单元连接到GM3的反相输出单元，GM2的反相输出单元连接到同相输出单元。
[0211] BPF10的同相输入端子IN+通过电容器C1连接到GM1的同相输出单元与GM2的同相输入单元的连接点，BPF10的反相输入端子IN-通过电容器C2连接到GM1的反相输出单元与GM2的反相输入单元的连接点。BPF10的同相输出端子OUT+相当于GM3的反相输出单元，BPF10的反相输出端子OUT-相当于GM3的同相输出单元。
[0212] CMFB4将GM1的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，并将第一控制信号输出到GM1，使得GM1的差动输出的直流电压电平成为规定电平。CMFB5将GM2的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，并将第二控制信号输出到GM2，使得GM2的差动输出的直流电压电平成为规定电平。
[0213] 具有上述结构的BPF10的传递函数H(s)由下式(13)(与式(5)相同)表示。此外，BPF10的各常数(固有角频率ω0、Q值、增益H)分别由式(14)～(16)(与式(6)～(8)相同)所示。
[0214] 由基尔霍夫规律，
[0215] GM1的同相输出单元的输出成为：
[0216] gm1*(-vo-vo)＝s*C1*(v1-vin)
[0217] GM1的反相输出单元的输出成为：
[0218] -gm1*(-vo-vo)＝s*C1*(-v1-(-vin))
[0219] 成为与同相输出单元的输出相等。
[0220] 此外，GM2的同相输出单元的输出成为：
[0221] gm2*(v1-(-v1))-gm3*(vo-(-vo))＝s*C3*(vo-(-vo))
[0222] GM2的反相输出单元的输出成为：
[0223] -gm2*(v1-(-v1))+gm3*(vo-(-vo))＝s*C3*(-vo-(-vo))
[0224] 成为与同相输出单元的输出相等。
[0225] 从上式中消除v1，由于H(s)＝vo/vin，所以
[0226] H(s)＝{(gm2/C3)*s}/{s2+(gm3/C3)*s+((gm1*gm2)/((C1/2)*C3))} (13)
[0227] ω0＝((gm1*gm2)/((C1/2)*C3))1/2
[0228] ＝gm/C (14)
[0229] Q＝((C3/(C1/2))*(gm1*gm2)/(gm32))1/2
[0230] ＝gm/gm3 (15)
[0231] H＝gm2/gm3
[0232] ＝gm/gm3 (16)
[0233] 其中，
[0234] s：复数
[0235] vin：BPF10的输入电压，vin＝(vin+)＝-(vin-)
[0236] vin+：输入到BPF10的同相输入端子IN+的电压
[0237] vin-：输入到BPF10的反相输入端子IN-的电压
[0238] vo：BPF10的输出电压，vo＝(vo+)＝-(vo-)
[0239] vo+：从BPF10的同相输出端子OUT+输出的电压
[0240] vo-：从BPF10的反相输出端子OUT-输出的电压
[0241] v1：GM1的输出电压，v1＝(v1+)＝-(v1-)
[0242] v1+：从GM1的同相输出单元输出的电压
[0243] v1-：从GM1的反相输出单元输出的电压
[0244] gm1：GM1的跨导
[0245] gm2：GM2的跨导
[0246] gm3：GM3的跨导
[0247] i1：GM1的输出电流
[0248] i2：GM2的输出电流
[0249] i3：GM3的输出电流
[0250] C1：电容器C1、C2的各电容值
[0251] C3：电容器C3的电容值
[0252] 并且设定为：
[0253] gm＝gm1＝gm2
[0254] C＝C1/2＝C3。
[0255] 由上式(14)～(16)可知，通过调整gm1、gm2、gm3，可以调整BPF10的各常数。特别地，通过仅调整gm3，可以使固有角频率ω0恒定而调整Q值、增益H。此外，例如设定为gm3＝β*gm(0＜β＜1)时，Q＝1/β，H＝1/β，通过仅调整β，可以调整Q值、增益H。
[0256] 图2示出包括用于调整BPF10中的GM的gm的结构的BPF10a。
[0257] 如图所示，BPF10a除了在图1中示出的结构外，还包括寄存器6、7、8(调整单元)。寄存器根据来自外部的信号，将用于调制gm的调整信号SW输出到GM。由此，可以调整gm。结果，可以调整BPF10a的各常数。
[0258] 在GM1中，gm1被来自寄存器6的调整信号SW调整，所以可调整固有角频率ω0、Q值。同样地，在GM2中，gm2也被来自寄存器7的调整信号SW调整，所以可调整固有角频率ω0、Q值、增益H。在GM3中，gm3被来自寄存器8的调整信号SW调整，所以可调整Q值、增益H(参考式(14)～式(16))。
[0259] 图3示出了作为BPF10的其他结构例的BPF10b(第二带通滤波器电路)。BPF10b是共用GM1和GM3的结构，GM1包括第一输出单元和第二输出单元。
[0260] 在GM1的上述第一输出单元中的同相输出单元连接到GM2的同相输入单元，在GM1的上述第一输出单元中的反相输出单元连接到GM2的反相输入单元。GM2的同相输出单元连接到GM1的反相输入单元，GM2的反相输出单元连接到GM1的同相输入单元。此外，电容器C3连接到GM2的同相输出单元和反相输出单元。此外，GM2的同相输出单元连接到GM1的上述第二输出单元中的反相输出单元，GM2的反相输出单元连接到GM1的上述第二输出单元中的同相输出单元。
[0261] BPF10b的同相输入端子IN+通过电容器C1连接到GM1的上述第一输出单元中的同相输出单元与GM2的同相输入单元的连接点，BPF10b的反相输入端子IN-通过电容器C2连接到GM1的上述第一输出单元中的反相输出单元与GM2的反相输入单元的连接点。BPF10b的同相输出端子OUT+相当于GM2的同相输出单元，BPF10b的反相输出端子OUT-相当于GM2的反相输出单元。
[0262] CMFB4将GM1的上述第一输出单元中的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，并将第一控制信号输出到GM1，使得GM1的差动输出的直流电压电平成为规定电平。CMFB5将GM2的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，并将第二控制信号输出到GM2，使得GM2的差动输出的直流电压电平成为规定电平。
[0263] 由于具有上述结构，BPF10b可以得到与BPF10相同的传递函数，此外，由于是全差动型的结构，所以可以调整Q值等常数，同时可以提高电源噪声特性。此外，在BPF10b中，由于共用GM1和GM3，所以电路结构变得简单，并且可以降低成本。此外，如图所示，在仅设置寄存器8(控制GM1的上述第二输出单元)的情况下，电路结构变得更简单，并且可以进一步地降低成本。但是，显然在图2和图3中示出的寄存器的设置方法只是一个例子。
[0264] 图4示出了GM的具体结构。
[0266] 晶体管M1的源极通过电流源I1连接到电源端子，晶体管M2的源极通过电流源I2连接到电源端子。电阻RE连接到晶体管M1的源极和电流源I1的连接点以及晶体管M2的源极和电流源I2的连接点。在晶体管M1的漏极上，连接晶体管M3的源极，在晶体管M2的漏极上，连接晶体管M4的源极。晶体管M3的栅极和漏极相互连接并且连接到GND端子，晶体管M4的栅极和漏极相互连接并且连接到GND端子。晶体管M1的栅极是同相输入单元，晶体管M2的栅极是反相输入单元。
[0267] 晶体管M5包括各栅极分别相互连接且各源极分别相互连接的晶体管M5-0～M5-4。晶体管M6包括各栅极分别相互连接且各源极分别相互连接的晶体管M6-0～M6-4。晶体管M7包括各源极分别相互连接的晶体管M7-1～M7-4。晶体管M8包括各源极分别相互连接的晶体管M8-1～M8-4。
[0268] 晶体管M5的栅极，即分别相互连接的晶体管M5-0～M5-4的各栅极，连接到晶体管M2的漏极；晶体管M6的栅极，即分别相互连接的晶体管M6-0～M6-4的各栅极，连接到晶体管M1的漏极。
[0269] 晶体管M5的源极，即分别相互连接的晶体管M5-0～M5-4的各源极，通过电流源I3连接到电源端子；同样地，晶体管M6的源极，即分别相互连接的晶体管M6-0～M6-4的各源极，通过电流源I3连接到电源端子。
[0270] 晶体管M5-1的漏极连接到晶体管M7-1的漏极，晶体管M5-2的漏极连接到晶体管M7-2的漏极，晶体管M5-3的漏极连接到晶体管M7-3的漏极，晶体管M5-4的漏极连接到晶体管M7-4的漏极。晶体管M7-1～M7-4的分别相互连接的各源极连接到GND端子。
[0271] 晶体管M6-1的漏极连接到晶体管M8-1的漏极，晶体管M6-2的漏极连接到晶体管M8-2的漏极，晶体管M6-3的漏极连接到晶体管M8-3的漏极，晶体管M6-4的漏极连接到晶体管M8-4的漏极。晶体管M8-1～M8-4的分别相互连接的各源极连接到GND端子。
[0272] 在晶体管M7-1、M8-1的各栅极上，由寄存器输入调整信号SW1，在晶体管M7-2、M8-2的各栅极上，由寄存器输入调整信号SW2，在晶体管M7-3、M8-3的各栅极上，由寄存器输入调整信号SW3，在晶体管M7-4、M8-4的各栅极上，由寄存器输入调整信号SW4。
[0273] 一端连接到电源端子上的电流源I4的另一端和一端连接到GND端子上的电流源I6的另一端连接，晶体管M9并联连接到电流源I6。一端连接到电源端子上的电流源I5的另一端和一端连接到GND端子上的电流源I7的另一端连接，晶体管M10并联连接到电流源I7。
[0274] 晶体管M5-0的漏极连接到晶体管M9的漏极，晶体管M6-0的漏极连接到晶体管M10的漏极。假设晶体管M9的漏极和晶体管M5-0的漏极的连接点为p1，晶体管M10的漏极和晶体管M6-0的漏极的连接点为p2。连接点p1是反相输出单元，连接点p2是同相输出单元。连接点p1、p2也是CMFB的输入端子，并且将控制电压vcmfb(第一、第二控制信号)从CMFB输入到晶体管M9、M10的各栅极。并且，图4示出了GM1、GM2的结构，GM3基本上具有与GM1、GM2的结构相同的结构，但是不包括晶体管M9、M10，不连接到CMFB。
[0275] 图5示出了CMFB的具体结构。
[0276] CMFB包括：P沟道型MOS晶体管M15～M20；N沟道型MOS晶体管M21～M24；以及电流源I10～I12。
[0277] 晶体管M15、M16的各源极分别相互连接，并通过电流源I10连接到电源端子，晶体管M17、M18的各源极分别相互连接，并通过电流源I11连接到电源端子，晶体管M19、M20的各源极分别相互连接，并通过电流源I12连接到电源端子。
[0278] 晶体管M15的漏极连接到晶体管M21的漏极，晶体管M16的漏极连接到自身的栅极、同时连接到晶体管M18的漏极。晶体管M17的漏极连接到晶体管M15的漏极，同时连接到晶体管M21的栅极；晶体管M18的漏极连接到自身的栅极，同时连接到晶体管M22的漏极。晶体管M21、M22的各栅极相互连接，晶体管M21、M22的各源极连接到GND端子。
[0279] 晶体管M19的栅极连接到晶体管M18的栅极，晶体管M19的漏极连接到晶体管23的漏极和栅极，晶体管M20的栅极通过基准电压源Vref连接到GND端子，晶体管M20的漏极连接到晶体管M24的漏极和栅极。晶体管M23、M24的各源极连接到GND端子。
[0280] 晶体管M15的栅极连接到GM的连接点p2，晶体管M17的栅极连接到GM的连接点p1。晶体管M24的漏极是CMFB的输出端子，在GM的晶体管M9、M10的各栅极上输入控制电压Vcmfb。由此，GM的差动输出的直流电压电平与基准电压Vref相等(成为规定电平)。
[0281] 在具有上述结构的GM中，晶体管M1～M6在弱反相区域中动作。在弱反相区域中的电流式如下式(17)所表示。
[0282] Id＝(W/L)*Ido*exp(Vgs/(n*Vt)) (17)
[0283] 由上式(17)，
[0284] gm＝Id/(n*Vt)
[0285] re＝(n*Vt)/Ia
[0286] ΔI＝2*va/(RE+2re)
[0287] 其中，
[0288] Id：漏电流
[0289] W：沟道宽度
[0290] L：沟道长度
[0291] Ido：弱反相区域中的电流参数
[0292] Vgs：栅极和源极间电压
[0293] n＝1+Cd/Cox
[0294] Cd：
[0296] Vt＝k*T/q
[0297] k：波尔兹曼常数
[0298] T：绝对温度
[0299] q：电子的静电荷
[0300] re：晶体管的跨导的倒数
[0301] Ia：电流源I1、I2的输出电流
[0302] RE：电阻RE的电阻值
[0303] ΔI：流过电阻RE的电流
[0304] va：GM的输入电压，va＝(va+)＝-(va-)。
[0305] 由晶体管M3～M6的线性变换环(trans linear loop)，
[0306] Vgs3+Vgs5＝Vgs4+Vgs6
[0307] ia＝(Iba/Ia)*ΔI
[0308] gm＝ia/va
[0309] ＝2*(Iba/Ia)/(RE+2*((n*Vt)/Ia)) (18)
[0310] 其中，
[0311] Iba：流过晶体管M5_0，M6_0的电流值
[0312] ia：GM的输出电流，ia＝(ia+)＝-(ia-)。
[0314] 例如，如下设定晶体管M5_0～M5_4、M6_0～M6_4的各W/L比。
[0315] 晶体管M5-0，M6-0 (W0/L0)
[0316] 晶体管M5-1，M6-1 (W0/L0)
[0317] 晶体管M5-2，M6-2 (W0/L0)*21
[0318] 晶体管M5-3，M6-3 (W0/L0)*22
[0319] 晶体管M5-4，M6-4 (W0/L0)*23
[0320] 并且，通过来自寄存器的控制信号SW(在此将寄存器作为4位，SW1～SW4)，切换晶体管M7-1～M7-4、M8-1～M8-4的导通/关断。由此，可以控制晶体管M5-0、M6-0中流过的电流值Iba。
[0321] 表1示出上述gm的调整的具体内容。并且，表1是由图3中示出的BPF10b进行上述gm的调整的情况。如表中所示，根据来自寄存器的控制信号SW，晶体管M5-0、M6-0中流过的电流值Iba产生变化。并且，随着该电流值Iba的变化，gm产生变化。如上所述，在此由于将寄存器作为4位，所以可以进行16行的gm调整。电流值Iba由下式(19)表示。
[0322] Iba＝Ib*(1/2m) (m＝0～4) (19)
[0323] [表1]
[0324]
[0325] Q＝gm/gm3
[0326] ＝{2*(Ib/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}/{2*(Iba/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}
[0327] ＝2m (20)
[0328] 这样，随着上述gm的调整，可以在16～1的范围内控制Q值。
[0329] 此外，
[0330] H＝gm/gm3
[0331] ＝{2*(Ib/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}/{2*(Iba/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}
[0332] ＝2m (21)
[0333] 随着上述gm的控制，也可以在16～1的范围内控制增益H。
[0334] 此外，通过将BPF作为上述的全差动型带通滤波器电路，可以提高电源噪声消除特性。
[0335] 通过构成全差动结构，GM1的输出阻抗Ro在±输出中相等，所以假设输入到GM2中的信号为vx时，±输入都成为：
[0336] vx＝Ro/(1/(s*C1)+Ro)*vin (22)
[0337] 并且被同相输入。
[0338] 因此，成为I2＝gm2*(Vx+-Vx-)＝0 (23)
[0339] 可以消除同相输入。因此，即使这样的电源噪声对BPF产生影响，也可以消除。由此，可以提高电源噪声消除特性。
[0340] 如上所述，本发明的BPF通过控制gm，可以调整Q值等各常数。此外，可以提高电源噪声消除特性。
[0341] (实施方式2)
[0342] 基于图6～图8说明本发明的另一实施方式，则如下所述。
[0343] 图6示出了带阻滤波器电路(band eliminate filter circuit)(以下，记为BEF)25(第二带阻滤波器电路)的结构。
[0344] BEF25是全差动型带阻滤波器电路，包括：将差动输入电压转换为差动输出电流的跨导放大器电路(下面，简单地记为GM)11～14(第一跨导放大器电路～第四跨导放大器电路)；共模反馈电路(下面，简单地记为CMFB)15、16(第一、第二共模反馈电路)；以及电容器C11～C13(第一电容器～第三电容器)。并且，下面在将装置进行统称并记载的情况下，例如在统称并记载GM11～GM14的情况下，简单地记为“GM”。
[0345] BEF25的同相输入端子IN+连接到GM11的同相输入单元，BEF25的反相输入端子IN-连接到GM11的反相输入单元。GM11的同相输出单元连接到GM12的同相输入单元和GM14的反相输出单元，GM11的反相输出单元连接到GM12的反相输入单元和GM14的同相输出单元。在GM11的同相输出单元和反相输出单元上连接电容器C11。
[0346] GM12的同相输出单元连接到GM13的同相输入单元和反相输出单元以及GM14的反相输入单元，GM12的反相输出单元连接到GM13的反相输入单元和同相输出单元以及GM14的同相输入单元。在GM11的同相输出单元和GM12的同相输出单元上连接电容器C12，在GM11的反相输出单元和GM12的反相输出单元上连接电容器C13。
[0347] BEF25的同相输出端子OUT+相当于GM13的反相输出单元，BEF25的反相输出端子OUT-相当于GM13的同相输出单元。
[0348] CMFB15将GM1的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，将第一控制信号输出到GM1，使得GM1的差动输出的直流电压电平成为规定电平。CMFB16将GM2的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，将第二控制信号输出到GM2，使得GM2的差动输出直流电压电平成为规定电平。
[0349] 具有上述结构的BEF25的传递函数H(s)如下式(24)所表示。此外，BEF25的各常数(固有角频率ω0、噪声角频率ωn、Q值)分别由下式(25)～(27)所表示。
[0350] H(s)＝{s2+((gm11*gm12)/(C11*(C12/2)))}/{s2+(gm13/(C12/2))*s+((gm12*gm14)/(C11*(C12/2)))} (24)
[0351] ω0＝((gm12*gm14)/(C11*(C12/2)))1/2
[0352] ＝gm/C (25)
[0353] ωn＝((gm11*gm12)/(C11*(C12/2)))1/2
[0354] ＝gm/C (26)
[0355] Q＝(((C12/2)/C11)*(gm12*gm14)/(gm132))1/2
[0356] ＝gm/gm13 (27)
[0357] 其中，
[0358] s：复数
[0359] vin：BEF25的输入电压，vin＝(vin+)＝-(vin-)
[0360] vin+：输入到BEF25的同相输入端子IN+的电压
[0361] vin-：输入到BEF25的反相输入端子IN-的电压
[0362] vo：BEF25的输出电压，Vo＝(vo+)＝-(vo-)
[0363] vo+：从BEF25的同相输出端子OUT+输出的电压
[0364] vo-：从BEF25的反相输出端子OUT-输出的电压
[0365] v1：GM11的输出电压，v1＝(v1+)＝-(v1-)
[0366] v1+：从GM11的同相输出单元输出的电压
[0367] vo-：从GM11的反相输出单元输出的电压
[0368] gm11：GM11的跨导
[0369] gm12：GM12的跨导
[0370] gm13：GM13的跨导
[0371] gm14：GM14的跨导
[0372] i1：GM11的输出电流
[0373] i2：GM12的输出电流
[0374] i3：GM13的输出电流
[0375] C11：电容器C11的电容值
[0376] C12：电容器C12、C13的各电容值
[0377] 并且设定为：
[0378] gm＝gm11＝gm12＝gm14
[0379] C＝C11＝C12/2。
[0380] 由上式(24)～(27)可知，通过调整gm11、gm12、gm13以及gm14，可以调整BEF15的各常数。特别地，通过仅调整gm13，可以使固有角频率ω0、噪声角频率ωn恒定而调整Q值。此外，例如设定为gm13＝β*gm(0＜β＜1)时，成为Q＝1/β，通过仅调整β，还可以调整Q值。
[0381] 图7示出包括用于调整BEF25中的GM的gm的结构的BEF25a。
[0382] 如图所示，BEF25a除了在图6中示出的结构外，还包括寄存器17、18、19、20(调整单元)。由来自外部的信号，寄存器将用于调制gm的调整信号SW输出到GM。由此，可以调整gm。结果，可以调整BEF25a的各常数。
[0383] 在GM11中，gm11被来自寄存器17的调整信号SW调整，所以可以调整噪声固有角频率ωn。在GM12中，gm12被来自寄存器18的调整信号SW调整，所以可以调整固有角频率ω0、噪声固有角频率ωn、Q值。在GM13中，gm13被来自寄存器19的调整信号SW调整，所以可以调整Q值。在GM14中，gm14被来自寄存器20的调整信号SW调整，所以可以调整固有角频率ω0、Q值(参考式(25)～式(27))。
[0384] 图8示出了作为BEF25的其他结构例的BEF25b(第二带阻滤波器电路)。BEF25b是共用GM13和GM14的结构，GM13包括第一输出单元和第二输出单元。
[0385] BEF25b的同相输入端子IN+连接到GM11的同相输入单元，BEF25b的反相输入端子IN-连接到GM11的反相输入单元。GM11的同相输出单元连接到GM12的同相输入单元和GM13的上述第二输出单元中的反相输出单元，GM11的反相输出单元连接到GM12的反相输入单元和GM13的上述第二输出单元中的同相输出单元。在GM11的同相输出单元和反相输出单元上连接电容器C11。
[0386] GM12的同相输出单元连接到GM13的同相输入单元和上述第一输出单元中的反相输出单元，GM12的反相输出单元连接到GM13的反相输入单元和上述第一输出单元中的同相输出单元。在GM11的同相输出单元和GM12的同相输出单元上连接电容器C12，在GM11的反相输出单元和GM12的反相输出单元上连接电容器C13。BEF25b的同相输出端子OUT+相当于GM13的同相输出单元，BEF25b的反相输出端子OUT-相当于GM13的反相输出单元。
[0387] CMFB15将GM11的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，将第一控制信号输出到GM11，使得GM11的差动输出的直流电压电平成为规定电平。CMFB16将GM12的同相输出单元和反相输出单元作为输入端子，将第二控制信号输出到GM12，使得GM12的差动输出的直流电压电平成为规定电平。
[0388] 由于具有上述结构，BEF25b可以得到与BEF20相同的传递函数，此外，由于是全差动型的结构，所以可以调整Q值等常数，同时可以提高电源噪声特性。此外，在BEF10b中，由于共用GM13和GM14，所以电路结构变得简单，并且可以降低成本。此外，如图所示，在仅设置寄存器19(控制GM13的上述第二输出单元)的情况下，电路结构变得更简单，并且可以进一步地降低成本。但显然在图7和图8中示出的寄存器的设置方法只是一个例子。
[0389] 由于BEF的GM的具体结构、CMFB的具体结构、gm的调整方法等与在上述实施方式1中说明的结构和调整方法相同，所以在此省略其说明。
[0390] 并且，采用在上述实施方式1中示出的gm的调整方法，由BEF25b进行gm的调整的情况下，
[0391] Q＝gm/gm3
[0392] ＝{2*(Ib/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}/{2*(Iba/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}
[0393] ＝2m (28)
[0394] 所以可在16～1的范围内控制Q值。
[0395] 此外，通过将BEF作为上述的全差动型带阻滤波器电路，可以提高电源噪声消除特性。
[0396] 通过构成全差动结构，由于GM12、14的各输出阻抗Ro在±输出中相等，所以BEF的差动输出vo的±输入都成为：
[0397] vo＝Ro/(1/(s*C12)+Ro)*vin (29)
[0398] 并且被同相输入。
[0399] 此外，GM11的输出电流i11成为：
[0400] i11＝gm11*(vin+-vin-)＝0 (30)
[0401] 可以消除同相输入。因此，即使这样的电源噪声对BEF产生影响，也可以消除。由此，可以提高电源噪声消除特性。
[0402] 如上所述，本发明的BEF通过控制gm，可以调整Q值等各常数。此外，可以提高电源噪声消除特性。
[0403] (实施方式3)
[0404] 基于图9～图16说明本发明的其他实施方式，则如下所述。
[0405] 如上所述，本发明的BPF通过调整gm，可以调整BPF的Q值和增益H等常数。在此，说明包括上述本发明的BPF、并且可以减小转换器荧光灯噪声，同时可以减小BPF输出的波形失真的红外线遥控接收机(红外线信号处理电路)(传送速率1kbps以下，空间传送距离10m以上)。
[0406] 图9示出作为上述红外线遥控接收机的红外线遥控接收机50a的结构。
[0407] 红外线遥控接收机50a包括光电二极管芯片31(光接收元件)以及接收芯片46，该接收芯片包括电流-电压转换电路32、电容器33、放大器(放大电路)34、作为一个例子的BPF10b、载波检测电路42a、积分电路43以及迟滞比较器44。图中的输入端子IN是接收芯片46的输入端子，输出端子OUT是接收芯片46的输出端子。
[0408] 红外线遥控接收机50a通过光电二极管芯片31将从未图示的红外线遥控发送机发送的遥控发送信号(红外线信号)转换为电流信号Iin，并且通过电流-电压转换电路32将该电流信号Iin转换为电压信号。接下来，由放大器34放大该电压信号，由BPF10b提取载波频率分量，由载波检测电路42a检测载波，由积分电路43对载波所存在的时间进行积分，由迟滞比较器44判断有无载波并输出数字。该数字输出Dout被传送到控制电子设备的微型计算机等中。
[0409] 载波检测电路42a包括比较器36a(第一比较电路)、36b(第三比较电路)、36c(第二比较电路)、振荡电路37以及对比较器36a～36c的各输出进行逻辑运算的逻辑电路38，除了上述载波的检测以外，还进行放大器34的增益控制、BPF10b的增益控制和Q值控制。
[0410] 在比较器36a～36c的一个输入端子上，分别输入BPF10b的输出信号bpf。在比较器36a的另一输入端子上，输入作为噪声检测电平的阈值电压Vth1(第一阈值电压)，在比较器36b的另一输入端子上，输入作为判定BPF10b的输出信号bpf的电平的峰值检测电平的阈值电压Vth2(第三阈值电压)，在比较器36c的另一输入端子上，输入作为第一信号检测电平的阈值电压Vth3(第二阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth3具有Vth1＜Vth3＜Vth2的关系。
[0411] 比较器36a将BPF10b的输出信号bpf和阈值电压Vth1进行比较，在BPF10b的输出信号bpf电平高于阈值电压Vth1电平的情况下，输出输出信号D1。同样地，比较器36b将BPF10b的输出信号bpf和阈值电压Vth2进行比较，在BPF 10b的输出信号bpf电平高于阈值电压Vth2电平的情况下，输出输出信号D2，比较器36c将BPF10b的输出信号bpf和阈值电压Vth3进行比较，在BPF10b的输出信号bpf电平高于阈值电压Vth3电平的情况下，输出输出信号D3。
[0412] 振荡电路37例如以与BPF10b的中心频率相同的频率振荡。
[0413] 图10示出了逻辑电路38的结构。
[0414] 逻辑电路38包括：计数器39a(第一计数器)；39b(第二计数器)；加减计数器40a(第一加减计数器)；以及40b(第二加减计数器)。
[0415] 计数器39a将振荡电路37的输出信号(时钟信号)osc作为时钟而进行计数动作。当进行规定脉冲数计数时(例如15位，215＝32768脉冲计数)，将放大器控制信号ct1(第一放大电路控制信号)(用于增加增益)输出到加减计数器40a。此外，计数器39a将振荡电路37的输出信号osc作为时钟而进行计数动作，当进行规定脉冲数计数时(例如10位，210＝1024脉冲计数)，将BPF控制信号ctB1(用于增加增益和增加Q值)输出到加减计数器40b。在复位端子RST上输入比较器36c的输出D3。
[0416] 放大器控制信号ct1的时间常数在300msec以上，并设定放大器控制的时间常数。此外，BPF控制信号ctB1的时间常数在300msec以下，并设定BPF控制的时间常数。
[0417] 计数器39b将比较器36a的输出信号D1作为时钟而进行计数动作。当进行规定脉冲数计数时(例如14位，214＝16384脉冲计数)，将放大器控制信号ct2(第二放大电路控制信号)(用于减小增益)输出到加减计数器40a。放大器控制信号ct2的时间常数在300msec以上，并设定放大器控制的时间常数。此外，放大器控制信号ct的各输出数具有放大器控制信号ct2的输出数＞放大器控制信号ct1的输出数的关系。
[0418] 加减计数器40a由从计数器39a输出的放大器控制信号ct1进行计数动作，将放大器控制信号ct11(第一控制信号)输出到放大器34，并且使放大器34的增益增加。此外，加减计数器40a由从计数器39b输出的放大器控制信号ct2进行计数动作，将放大器控制信号ct12(第二控制信号)输出到放大器34，减小放大器34的增益。
[0419] 加减计数器40b由从计数器39a输出的BPF控制信号ctB1进行计数动作，将BPF控制信号ctB11(第三控制信号)输出到BPF10b，增加BPF10b的增益和Q值。此外，在加减计数器40b中输入比较器36b的输出信号D2，由该比较器36b的输出信号D2进行计数动作，并且将BPF控制信号ctB12(第四控制信号)输出到BPF10b，减小BPF10b的增益和Q值。
[0420] 从加减计数器40b输出的BPF控制信号ctB11、ctB12输入到BPF10b的寄存器8中。由此，由寄存器8输出如表1所示的调整信号SW，BPF10b的增益和Q值被控制。
[0421] 如上所述，载波检测电路42a由于可以由数字电路实现，所以可以使芯片尺寸缩小，随之使成本降低。
[0422] 接下来，采用图11说明红外线遥控接收机50a的动作。图11示出红外线遥控接收机50a的各电路的动作波形。并且，在此，以射入转换器荧光灯噪声，之后射入遥控发送信号的情况作为例子进行说明。
[0423] 首先，在红外线遥控接收机50a中射入转换器荧光灯噪声时，在电流-电压转换电路32、放大器34和BPF10b中实施适当的处理，BPF10b的输出信号bpf(图中的信号bpf1)分别输入到载波检测电路42a的比较器36a～36c中。由此，如图所示，从比较器36a和36c分别输出输出信号D1和D3。
[0424] 由比较器36c的输出信号D3，计数器39a被复位，由此，计数器39a的计数动作停止。比较器36a的输出信号D1输入到计数器39b中，由此输出放大器控制信号ct2，并输入到加减计数器40a中。在加减计数器40a中，由放大器控制信号ct2将放大器控制信号ct12输出到放大器34中，控制放大器34以使放大器34的增益减小。
[0425] 接下来，在通过上述的放大器34的增益控制，转换器荧光灯噪声被衰减，不能输出比较器36c的输出信号D3时，计数器39a的计数动作被开始，BPF控制信号ctB1输出到加减计数器40b。由此，在加减计数器40b中，将BPF控制信号ctB11输出到BPF10b中，控制BPF10b以使BPF10b的增益和Q值增加。
[0426] 之后，放大器控制信号ct1输出到加减计数器40a中，由此，在加减计数器40a中，将放大器控制信号ct11输出到放大器34中，控制放大器34以使放大器34的增益增加。通过以上的放大器34和BPF10b的控制，转换器荧光灯噪声被衰减到比较器36a的阈值电压Vth1以下(图中的信号bpf2)，即将噪声减小到不会引起误动作的电平。由此，可以减少由转换器荧光灯噪声所导致的误动作。
[0427] 接下来，在红外线遥控接收机50a中输入遥控发送信号时，在电流～电压转换电路32、放大器34和BPF10b中实施适当的处理，BPF10b的输出信号bpf(图中的信号bpf3)分别输入到载波检测电路42a的比较器36a～36c中。由此，如图所示，从比较器36a～36c分别输出输出信号D1～D3。通过比较器36a的输出信号D1和振荡电路37的输出信号osc，进行上述放大器34和BPF10b的控制。
[0428] 在此，在由该比较器36a的输出信号D1和振荡电路37的输出信号ocs进行的控制中，由于放大器控制信号ct1和放大器控制信号ct2的时间常数为300msec以上而确保了充分的时间常数，所以可以消除增益的急剧的变化，在输入遥控发送信号时，可以得到稳定的接收灵敏度。
[0429] 此外，由于在输出比较器36c的输出信号D3的期间，计数器39a被复位，所以不进行由振荡电路37的输出信号osc导致的放大器34的增益增加控制、BPF10b的增益和Q值增加控制，由于只进行放大器34的增益减小控制，所以可以减小增益变动(偏差)，并且在输入遥控发送信号时，可以得到稳定的接收灵敏度。进一步地，由于只进行放大器34的增益减小控制，所以可以减小转换器荧光灯噪声导致的误动作。
[0430] 此外，与上述控制同时地，通过比较器36b的输出信号D2，进行BPF10b的控制。在输出比较器36b的输出信号D2的情况下，例如相当于在上述以往技术中所述的近距离的通信，判断为在比较器36c的输出信号D3中产生波形失真、发生脉冲宽度变大等问题，控制BPF10b的增益和Q值。
[0431] 具体地，当比较器36b的输出信号D2输入到加减计数器40b中时，加减计数器40b将BPF控制信号ctB12输出到BPF10b，控制BPF10b以使BPF10b的增益和Q值减小。由此，BPF10b的输出信号bpf由于被衰减到比较器36a的阈值电压Vth2以下(图中的信号bpf4)，所以可以将BPF10b的输出信号bpf最优化，不会产生不能接收的问题。此外，由于在不输出比较器36b的输出信号D2的情况下，不进行BPF10b的控制，所以可以维持高的Q值和增益。此外，由于在加减计数器10b中设定的时间常数小，所以可以快速地进行控制。
[0432] 在此，在由比较器36a的输出信号D1和振荡电路37的输出信号osc进行的控制中，BPF10b的Q值被增加。在这种情况下，产生BPF10b的稳定性下降和由BPF10b的输出信号bpf的波形失真变大而导致的接收灵敏度降低等问题。但是，由于通过上述的BPF10b的控制，进行减小BPF10b的Q值的控制，所以不会产生上述的问题。
[0433] 接下来，当遥控发送信号的输入被停止时，仅计数器39a进行动作，增益控制信号ctB1被输出到加减计数器40b中，由BPF控制信号ctB11控制BPF10b以使BPF10b的增益和Q值增加。之后，放大器控制信号ct1输出到加减计数器40a，由放大器控制信号ct11控制放大器34以使放大器34的增益增加。
[0434] 并且，在此，虽然以使转换器荧光灯噪声衰减后射入遥控发送信号的情况为例子进行说明，但是也考虑在使转换器荧光灯噪声衰减前输入遥控发送信号的情况。在这种情况下，由于可以通过比较器36b的输出信号D2的快速的BPF10b的增益和Q值控制来应对，所以没有问题。
[0435] 图12(a)示出了比较器36的具体结构，图12(b)和图12(c)示出了比较器36的动作情况。并且，MOS晶体管QP是P沟道型MOS晶体管，MOS晶体管QN是N沟道型MOS晶体管。此外，在下述实施方式4中的比较器36d也是相同的结构。
[0436] 比较器36是如图12(a)所示的迟滞比较器。首先，说明元件的连接关系。MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的各源极相互连接，并通过电流源I15连接到电源Vdd。MOS晶体管QP1的栅极是比较器36的一个输入端子，被输入BPF5的输出信号bpf，MOS晶体管QP2的栅极是比较器36的另一个输入端子，被输入阈值电压Vth(阈值电压Vth1～Vth4的统称)。
[0437] MOS晶体管QP1的漏极连接到与MOS晶体管QN2构成电流镜电路的MOS晶体管QN1的漏极，MOS晶体管QP2的漏极连接到与MOS晶体管QN3构成电流镜电路的MOS晶体管QN4的漏极。此外，MOS晶体管QP1的漏极连接到MOS晶体管QN3的漏极，MOS晶体管QP2的漏极连接到MOS晶体管QN2的漏极。
[0438] MOS晶体管QN1的栅极连接到MOS晶体管QN5的栅极，MOS晶体管QN3的栅极连接到MOS晶体管QN6的栅极。MOS晶体管QN5的漏极连接到与MOS晶体管QP4构成电流镜电路的MOS晶体管QP3的漏极，MOS晶体管QN6的漏极连接到MOS晶体管QP4的漏极。
[0439] 此外，MOS晶体管QN6的漏极连接到由MOS晶体管QP5和MOS晶体管QN7构成的CMOS转换器的输入端子，该CMOS转换器的输出端子是比较器36的输出端子。MOS晶体管QP3和MOS晶体管QP4的各源极连接到电源Vdd，MOS晶体管QN1～MOS晶体管QN7的各源极与GND连接。
[0440] 接下来，采用图12(b)和图12(c)，说明比较器36的动作。图12(b)是说明BPF10b的输出信号bpf从大值向小值变化时的动作的图，图12(c)是说明BPF10b的输出信号bpf从小值向大值变化时的动作的图。并且，图12(b)和图12(c)中的虚线部分示出没有电流流过的部分。
[0441] 首先，说明图12(b)的情况。在图12(b)中示出BPF10b的输出信号bpf的值大，比较器36的输出信号成为H电平(输出输出信号D1～D4)的状态。
[0442] 当BPF10b的输出信号bpf＞Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1中没有电流流过，当MOS晶体管QP2为过驱动状态时，由于在MOS晶体管QN1中没有漏极电流流过，所以在MOS晶体管QN2中也没有漏极电流流过。因此，MOS晶体管QN4需要为ON，MOS晶体管QN3也为ON。并且，由于在MOS晶体管QN3中没有漏极电流流过，所以在MOS晶体管QN3的漏极·源极间电压Vds＝0V，MOS晶体管QN1·QN2的栅极电位为GND，MOS晶体管QN1·QN2为关断。此时，由于MOS晶体管QN6为导通，所以MOS晶体管QP5为导通，比较器36的输出信号成为H电平。
[0443] BPF10b的输出信号bpf减小到BPF10b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1，此时MOS晶体管QP2的过驱动状态被解除，从而可以减小MOS晶体管QP2的漏极电流，MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2两个中都流过漏极电流时，由于MOS晶体管QP1中流过的漏极电流流到MOS晶体管QN3中，所以MOS晶体管QP1的漏极电流成为MOS晶体管QP2的漏极电流的N倍。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流M1＝{N/(N+1)}×I15，MOS晶体管QP2的漏极电流M2＝{1/(N+1)}×I15，差动对平衡。
[0444] 此外，此时的MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的栅极·源极间电压Vgs的差成为ΔV。MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的源极电位相互相等，所以假设漏极电流M1、M2的W/L比(W为栅极宽度、L为栅极长度)相互相同，并假设MOS晶体管QP1的栅极·源极间电压为Vgs1，MOS晶体管QP2的栅极·源极间电压为Vgs2时，
[0445] 由Vth+Vgs2＝Vth-ΔV1+Vgs1
[0446] ΔV1＝Vgs1-Vgs2
[0447] ＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2} (31)
[0448] 其中，
[0449] Vov＝(I15/(μ0×Cox×W/L))1/2
[0450] μ0是载波的迁移率，Cox是栅极绝缘膜的电容，Vov是在没有迟滞的情况(N＝1)下的、用于流过漏极电流M1·M2的MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的过驱动电压。
[0451] 接下来，进一步减小BPF10b的输出信号bpf从而BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，为了增加MOS晶体管QP1的漏极电流，也增加MOS晶体管QN3的电流。并且，如果MOS晶体管QP1的漏极电流增加时，MOS晶体管QP2的漏极电流必须减小，所以不可增加MOS晶体管QN3的电流。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流快速地对MOS晶体管QN1的栅极充电，从而使MOS晶体管QN1为ON。由此，MOS晶体管QN3的漏极·源极间电压Vds变大。此外，相应地MOS晶体管QN2也为导通。
[0452] 并且，由于MOS晶体管QN2流过MOS晶体管QN1的N倍的电流，所以MOS晶体管QP2的电流要增加，但是由于MOS晶体管QP2的电流必须减小，所以MOS晶体管QN2要从MOS晶体管QN4的栅极拉引电流，MOS晶体管QN3和MOS晶体管QN4的栅极电位降低，从而MOS晶体管QN3和MOS晶体管QN4关断。由于该电流的拉引有界限，所以到达界限后在MOS晶体管QN2中没有漏极电流流过，其漏极·源极间电压Vds为0V，MOS晶体管QN3和MOS晶体管QN4的栅极电位为GND。最终，在MOS晶体管QP2中没有漏极电流流过。
[0453] 这样，由于BPF10b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1时的平衡不稳定，所以BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1之后，电路的电流分布立即反转。由此，比较器36的输出信号成为L电平。
[0454] 在图12(c)中示出了BPF10b的输出信号bpf的电平从如图12(b)所示的L电平的状态相反地上升的情况下的电路状态，首先，图示比较器36的输出信号为L电平的状态。
[0455] 在图12(b)中，与从BPF 10b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1的状态成为BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1的瞬间相比，MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的源极电位在BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1之后变高。这是因为，该状态变化由正反馈进行，从而至少BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1成为过驱动状态。因此，在图12(c)中，由于从比较器36的输出信号为L电平的状态到BPF10b的输出信号bpf电平上升时，BPF10b的输出信号bpf没有上升到比Vth-ΔV1更大的Vth+ΔV2时，MOS晶体管QP1的漏极电流减小，从而MOS晶体管QP2中没有漏极电流流过。由此，BPF10b的输出信号bpf＜Vth+ΔV2时，成为在MOS晶体管QP1中流过漏极电流、在MOS晶体管QP2中没有漏极电流流过的状态，电流分布变成与BPF10b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1相同。因此，比较器36的输出信号变为L电平。
[0456] BPF10b的输出信号bpf电平上升成为Vth+ΔV2时，在MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2两个都成为流过漏极电流的状态。
[0457] 此时，MOS晶体管QP1的漏极电流M1＝{1/(N+1)}×I15，MOS晶体管QP2的漏极电流M2＝{N/(N+1)}×I15，差动对平衡。此时，
[0458] 由Vth+Vgs2＝Vth+ΔV2+Vgs1，
[0459] 成为ΔV2＝Vgs2-Vgs1
[0460] ＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2} (32)
[0461] 因此，由式(1)和式(2)得到：
[0462] ΔV1＝ΔV2＝ΔV，
[0463] Vth-ΔV1和Vth+V2相对于Vth在对称的位置。
[0464] 接下来，进一步地，BPF10b的输出信号bpf电平上升成为BPF10b的输出信号bpf＞Vth+ΔV2时，电流分布变成与BPF10b的输出信号bpf＞Vth-ΔV1时的电流分布相同，比较器36的输出信号变为H电平。此时，通过正反馈的作用，在MOS晶体管QP1中没有流过漏极电流，MOS晶体管QP2成为过驱动状态。BPF10b的输出信号bpf电平从该状态减小时，引起在图12(b)中说明的变化。
[0465] 通过将比较器36作为上述的迟滞比较器，即使BPF10b的输出信号bpf在阈值电压Vth附近的情况下，输出D1～输出D3的脉冲宽度也变大，可以确实地触发计数器39a、39b。
[0466] 图13(a)示出了振荡电路37的具体结构，图13(b)示出了其动作波形。并且，图中的周期tosc是振荡电路的输出信号osc的周期。首先，说明振荡电路37的元件的连接关系。
[0467] MOS晶体管QP11、MOS晶体管QP12和MOS晶体管QP13的各源极连接到电源Vdd，MOS晶体管QP11的漏极连接到与MOS晶体管QP13构成电流镜电路的MOS晶体管QP12的漏极，MOS晶体管QP11的漏极和MOS晶体管QP12的漏极通过电流源I16连接到GND。MOS晶体管QN11、MOS晶体管QN12和MOS晶体管QN13的各源极连接到GND，MOS晶体管QN11的漏极连接到与MOS晶体管QN13构成电流镜电路的MOS晶体管QN12的漏极，MOS晶体管QN11的漏极和MOS晶体管QN12的漏极通过电流源I17连接到电源Vdd。
[0468] MOS晶体管QP13的漏极和MOS晶体管QN13的漏极相互连接，在其连接点和GND之间，并联连接MOS晶体管QN14和电容器C20。此外，在上述连接点上分别连接比较器47a的反相输入端子和比较器47b的同相输入端子。在比较器47a的同相输入端子中输入阈值电压Vth12，在比较器47b的反相输入端子中输入阈值电压Vth11。阈值电压Vth11和阈值电压Vth12具有阈值电压Vth11＜阈值电压Vth12的关系。
[0469] 比较器47a的输出端子连接到置位复位触发器(下面，简单地记为SRFF)的置位端子S上，比较器47b的输出端子连接到复位端子R上。SRFF的输出端子连接到MOS晶体管QP11和MOS晶体管QN11的各栅极。在MOS晶体管QN14的栅极上从外部输入用于复位振荡电路37的复位信号。SRFF的输出端子Q是振荡电路37的输出端子。
[0470] 接下来，采用图13(b)说明振荡电路37的动作。
[0471] 首先，从SRFF的输出端子Q输出L电平信号。由此，电流源I16的输出电流通过由MOS晶体管QP12和MOS晶体管QP13构成的电流镜电路流到电容器C20中，对电容器C20充电。并且，由于此时电流源I17的输出电流通过导通状态的MOS晶体管QN11而流向GND，所以不对电容器C20的充电产生贡献。
[0472] 通过上述充电，电容器C20的电位Cosc缓慢地上升，当高于比较器47a的阈值电压Vth12时，比较器47a的输出信号变为L电平。此时，由于电容器C20的电位Cosc必然高于阈值电压Vth11，所以比较器47b的输出信号是H电平，由此，从SRFF的输出端子Q输出H电平信号。
[0473] 接下来，由于从SRFF的输出端子Q输出H电平信号，MOS晶体管QN11关断，由于电流源I17的输出电流，MOS晶体管QN12和MOS晶体管QN13导通，将电容器C20的电位Cosc放电。结果，电容器C20的电位Cosc缓慢地减小，当低于比较器47b的阈值电压Vth11时，电容器47b的输出信号变为L电平。此时，由于电容器C20的电位Cosc必然低于阈值电压Vth12，所以比较器47a的输出信号是H电平，由此，从SRFF的输出端子Q输出L电平信号。通过重复这样的动作，输出如图1所示的输出信号osc。
[0474] 振荡电路37的振荡频率fosc由下式(33)求得。并且，式(33)是电流源I16的输出电流值与电流源I17的输出电流值相等的情况。从式(33)可以理解，通过控制电流源I16的输出电流值或电流源I17的输出电流值，或者控制两者的输出电流值，可以控制振荡频率fosc。
[0475] fosc＝I/(2×C20×(Vth12-Vth11)) (33)
[0476] 其中，
[0477] I：电流源I16和电流源I17的输出电流值。
[0478] 在此，振荡频率fosc最好是与BPF10b的中心频率相同的频率。用于比较器36比较BPF10b的输出信号，其输出信号的频率成为BPF10b的中心频率。因此，通过使振荡电路37的振荡频率fosc成为与BPF10b的中心频率相同的频率，可以减小两者的输出信号的时间延迟，并且可以减小逻辑电路38的误动作。此外，振荡频率fosc最好是比BPF10b的中心频率更小的频率。通过使振荡频率fosc成为比BPF10b的中心频率更小的频率，不会使计数器的位数增大，可以使根据振荡电路37的输出信号osc进行计数动作的计数器39a的时间常数变大。
[0479] 图14示出计数器39的具体结构。
[0480] 计数器是4位同步式二进制计数器，并且设置4级由“异或”电路(下面，简单地记为EXOR)、AND电路(下面，简单地记为AND)以及D触发器(下面，简单地记为DFF)构成的计数器单元48。并且，输出Q0是DFF0的输出，输出Q1是DFF1的输出。对于其他的DFF也是相同的。
[0481] 在第n级的计数器单元48中，EXOR的一个输入端子上连接第n-1级计数器单元48具有的AND的输出端子，在另一输入端子上连接第n级计数器单元48具有的DFF的输出端子Q。在EXOR的输出端子上连接第n级计数器单元48具有的DFF的输入端子D。并且，仅在初级的计数器单元48中包括的EXOR的一个输入端子输入来自低位的进位信号cin。
[0482] 在各级的计数器单元48具有的AND中，输入来自低位的进位信号cin、第n级计数器单元48具有的DFF的输出以及所有前级(n-1级、n-2级...初级)的DFF的输出。例如，在以图中的计数器单元48a设为第n级计数器单元48的情况下，计数器单元48a具有的AND3中，输入来自低位的进位信号cin、作为第n级计数器单元48具有的DFF的输出的DFF3的输出Q3以及作为所有前级的DFF输出的DFF0的输出Q0(初级)、DFF1的输出Q1(n-2级)和DFF2的输出Q2(n-1级)。
[0483] 计数器9具有上述的结构，对于时钟CLK的输入，计数0000～1111的脉冲。并且，在各级具有的DFF的输出为“1111”时，最后级的计数器单元35具有的AND(上述AND3)输出进位用信号cin，并输入到高位的计数器。由此，可以构成多位的计数器。在红外线遥控接收机20a的情况下，BPF5的中心频率的一般标准是40kHz，脉冲周期是25sec。因此，由于25μsec×214＝0.4096sec，所以在14bit以上得到300msec以上的时间常数。
[0484] 图15示出加减计数器40的具体结构。
[0485] 加减计数器40是7位同步式二进制计数器，并且由7级设置的由两个EXOR、AND以及DFF构成的计数器单元49和输入所有级的计数器单元49具有的EXOR1的输出A0～A6的AND5构成。AND5在所有级的计数器单元49具有的EXOR1的输出为“1”时，输出进位用信号Cina，并输入到高位的计数器中。
[0486] 在第n级的计数器单元49中，在EXOR1的一个输入端子上输入计数控制信号UD，另一输入端子与第n级计数器单元49具有的EXOR2的另一输入端子连接，同时连接到第n级计数器单元36具有的DFF的输出端子Q。在第n级计数器单元49具有的AND上，连接第n-1级计数器单元49具有的AND的输出端子和EXOR1的输出端子，其输出端子输入到上述EXOR2的一个输入端子，同时连接到第n+1级计数器单元46具有的AND。上述EXOR2的输出端子连接到DFF的输入端子D。在初级的计数器单元49具有的AND中，输入使能信号EN和来自低位的进位用信号Cina。
[0487] 加减计数器40具有上述结构，对于时钟CLK的输入，计数0000000～1111111的脉冲。并且，在计数控制信号UD上输入H电平信号的情况下，进行加计数，在输入L电平信号的情况下，进行减计数。
[0488] 在此，计数器39和加减计数器40分别包括扫描路径，可以使移位寄存器动作成为可能。并且，在规定时间的晶片测试时，通过在同一时钟CLK输入使计数器39和加减计数器40动作(通常通过分别不同的时钟CLK输入来动作)，测试设计变得容易，并且可以提高故障检测率。
[0489] 图16(a)示出在计数器39和加减计数器40中采用的DFF的具体结构例子，图16(b)和图16(c)示出DFF的动作情况。DFF由时钟转换器(下面，简单地记为转换器IN)、AND以及NOR电路(下面，记为NOR)构成。首先，说明元件的连接关系。
[0490] 在DFF的输入端子D上连接转换器IN1，转换器IN1的输出端子连接到AND11的另一输入端子上。在AND11的一个输入端子上连接用于设定DFF的输出的H输出设定端子OS(初始值设定单元)。在AND11的输出端子上连接NOR1的另一输入端子，在NOR1的一个输出端子上连接用于复位DFF的、作为L输出设定端子的复位端子RST(初始值设定单元)。在NOR1的输出端子上连接转换器IN2，转换器IN2的输出端子连接到AND11的另一输入端子上。
[0491] 此外，在NOR1的输出端子上连接转换器IN3，转换器IN3的输出端子连接到AND12的另一输入端子上。在AND12的一个输入端子上连接H输出设定端子OS。AND12的输出端子连接到NOR2的另一输入端子上，在NOR2的一个输入端子上连接复位端子RST。在NOR2的输出端子上连接转换器IN4，转换器IN4的输出端子连接到转换器IN3的输出端子上。NOR2的输出端子是DFF的输出端予Q，转换器IN4的输出端子是DFF的输出端子
[0492] 接下来，采用图16(b)和图16(c)说明DFF的动作。图16(b)示出输入H电平信号作为时钟CLK的情况，图16(c)示出输入L电平信号作为时钟CLK的情况。如上所述，DFF包括H输出设定端子OS和复位端子RST，从而可以设定DFF的输出。具体地，在H输出设定端子OS上输入L电平信号的情况下，可以使DFF的输出为“H”，在复位端子RST上输入H电平信号的情况下，可以复位DFF，即可以使DFF的输出为“L”。下面说明各种情况。
[0493] 首先，如图16(b)所示，说明输入H电平信号作为时钟CLK，在复位端子RST上输入H电平信号，使得DFF的输出为“L”的情况。
[0494] 如图16(b)所示，输入H电平信号作为时钟CLK时，转换器IN1和转换器IN4成为高阻抗状态。并且，通过在复位端子RST上输入H电平信号，在NOR1的一个输入端子上输入H电平信号，结果，由于当AND11的输出为任何电平时，NOR1的输出成为L电平，所以可以将AND11和NOR1看作是输出成L电平的一个转换器(图中的IN11)。同样地，可以将AND12和NOR2看作是输出成L电平的一个转换器(图中的IN12)。由此，可以使DFF的输出为“L”。
[0495] 接下来，如图16(c)所示，说明输入L电平信号作为时钟CLK，在复位端子RST上输入H电平信号，使得DFF的输出为“L”的情况。
[0496] 在这种情况下，转换器IN2和转换器IN3成为高阻抗状态。并且，可以将AND11和NOR1看作是输出成L电平的IN11，将AND12和NOR2看作是输出成L电平的转换器IN12。由此，可以使DFF的输出为“L”。
[0497] 接下来，如图16(b)所示，说明输入H电平信号作为时钟CLK，在H输出设定端子OS上输入L电平信号，使得DFF的输出为“H”的情况。
[0498] 如图16(b)所示，输入H电平信号作为时钟CLK时，转换器IN1和转换器IN4成为高阻抗状态。并且，通过在H输出设定端子OS上输入L电平信号，在AND11的一个输入端子上输入L电平信号，结果，AND11的输出必定为L电平。由于在NOR1的一个输入端子上由复位端子RST输入L电平信号，所以NOR1的输出必定为H电平，结果，可以将AND11和NOR1看作是输出成H电平的一个转换器(图中的IN11a)。同样地，可以将AND12和NOR2看作是输出成H电平的一个转换器(图中的IN12a)。由此，可以使DFF的输出为“H”。
[0499] 接下来，如图16(c)所示，说明输入L电平信号作为时钟CLK，在H输出设定端子OS上输入L电平信号，使得DFF的输出为“H”的情况。
[0500] 在这种情况下，转换器IN2和转换器IN3成为高阻抗状态。并且，可以将AND11和NOR1看作是输出成H电平的IN11a，可以将AND12和NOR2看作是输出成H电平的转换器IN12a。由此，可以使DFF的输出为“H”。
[0501] 如上所述，DFF通过在H输出设定端子OS上输入L电平信号并且通过在复位端子RST上输入H电平信号，从而可以设定DFF的输出。由此，投入电流时，可以设定放大器34的增益、BPF10b的增益和Q值。结果，由于可以根据使用环境适当地将放大器34的增益、BPF10b的增益和Q值设定为最合适的值，所以可以实现与使用环境适当对应的红外线遥控接收机50a。
[0502] (实施方式4)
[0503] 基于图17～图19说明本发明的另一实施方式，则如下所述。
[0504] 图17示出了红外线遥控接收机50b的结构。并且，假设对与在图1中示出的红外线遥控接收机50a赋予相同的标记的部件具有相同的功能，不特别说明其动作等。
[0505] 相对于红外线遥控接收机50a的结构，红外线遥控接收机50b构成为包括作为载波检测电路42a的载波检测电路42b。
[0506] 相对于载波检测电路42a的结构，载波检测电路42b包括：比较器36d(第四比较电路)、作为逻辑电路38的逻辑电路38a以及选择电路41。在比较器36d的一个输入端子上输入BPF10b的输出信号bpf，在另一个输入端子上输入作为第二信号检测电平的阈值电压Vth4(第四阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth4具有Vth1＜Vth3＜Vth4＜Vth2的关系。
[0507] 图18示出了逻辑电路38a的结构例。
[0508] 逻辑电路38a具有与逻辑电路38几乎相同的结构，但是包括加减计数器40bb作为加减计数器40b。加减计数器40bb进行BPF10b的控制，同时进行选择电路41的控制。更具体地，在输入比较器36b的输出信号D2的情况下，对选择电路41输出选择控制信号ctS。
[0509] 在选择电路41中输入比较器36c的输出信号D3和比较器36d的输出信号D4，并从这两个输出信号中选择载波。载波的选择是基于从上述逻辑电路38a中的加减计数器40bb输出的选择控制信号ctS进行选择。在此，作为一个例子，在输入选择控制信号ctS的情况下，作为载波而输出比较器36d的输出信号D4。
[0510] 这样，在输出比较器36b的输出信号D2的情况下，即在判断为产生比较器36c的输出信号D3的脉冲宽度变大等问题的情况下，比较器36d的输出信号D4作为载波而输出到后级的电路中，从而对于遥控发送信号可以输出适当的载波，不会产生不可接收的问题。此外，由于将以比阈值电压Vth2更大的电平的阈值电压Vth4进行比较的比较器36d的输出信号D4作为载波输出，所以可以进一步减小由转换器荧光灯噪声导致的误动作。
[0511] 而且，在本实施方式3的结构中，也可以应对遥控发送信号输入时的急剧的转换器荧光灯噪声的发生(例如，通过快速地点亮荧光灯而产生)。采用图19进行说明。图19示出在发生急剧的转换器荧光灯噪声的情况下的红外线遥控接收机50b的各电路的动作波形。
[0512] 如图所示，即使发生急剧的转换器荧光灯噪声(图中的信号bpf5)，也可以通过在噪声发生之前，输出比较器36b的输出信号D2，所以从选择电路41中输出比较器36d的输出信号D4作为载波。由此，可以防止由急剧的转换器荧光灯噪声导致的误动作。
[0513] (实施方式5)
[0514] 基于图20说明本发明的另一实施方式，则如下所述。
[0515] 图20示出了红外线遥控接收机50c的结构。并且，假设对与在图1中示出的红外线遥控接收机50a赋予相同的标记的部件具有相同的功能，不特别说明其动作等。
[0516] 相对于红外线遥控接收机50a的结构，红外线遥控接收机50c作为一个例子而包括BEF25b。BEF25b设置在BPF10b和载波检测电路42a之间，在载波检测电路42a的比较器36a～36c的一个输入端子上分别输入BEF25b的输出信号bef来代替BPF10b的输出信号bpf。
[0517] BEF25b与BPF10b相同地，通过从逻辑电路38发送的信号，可以调整Q值等常数。更具体地，通过输出比较器36a的输出信号D1，并且通过不输出比较器36c的输出信号D3，从计数器39a、39b输出放大器控制信号ct和BEF控制信号ctE1、ctE2(未图示)，接下来，从输入这些信号的加减计数器40a输出放大器控制信号ct和用于调整BEF25b的常数的BEF控制信号ctE11、ctE12。这些BEF控制信号ctE11、ctE12输入到BEF25b的寄存器19中，调整Q值等常数。
[0518] 如上所述，红外线遥控接收机50c由于在红外线遥控接收机50a的结构中包括BEF，所以除了起到红外线遥控接收机50a的效果外，还可以进一步减小转换器荧光灯噪声。并且，虽然在本实施方式中说明了在红外线遥控接收机50a的结构中包括BEF的结构，但是当然也可以适用于红外线遥控接收机50b的结构。
[0519] (实施方式6)
[0520] 基于图21说明本发明的另一实施方式，则如下所述。
[0521] 虽然在上述实施方式3～5中说明了使本发明的BPF、BEF适用于红外线遥控接收机的情况，但是不限于红外线遥控接收机，也可以用于光空间传送发送接收机(红外线信号处理电路)(传送速率2.4kbps～115.2kbps，1.152Mbps，4Mbps，空间传送距离约1m)，以及基于IrDA Control标准的设备(红外线信号处理电路)(传送速率75kbps、副载波1.5MHz、空间传送距离1m以上)。在本实施方式中，作为一个例子，示出将本发明的BPF(BPF10b)适用于基于IrDA Control标准的设备(下面，简单地记为“IrDA Control设备”)的情况。
[0522] 图21示出IrDA Control设备80的结构例。并且，假设对与在图1中示出的红外线遥控接收机50a赋予相同的标记的部件具有相同的功能，不特别说明其动作等。
[0523] 为了双向通信，IrDA Control设备80包括发送单元60和接收单元70。发送单元60包括LED及其驱动电路。虽然接收单元70具有与红外线遥控接收机50a相同的结构，但是由于副载波是1.5MHz，所以IrDA Control包括作为使中心频率为1.5MHz的BPF10b的BPF10ba以及作为使振荡频率fosc为1.5MHz的振荡电路37的振荡电路37a。
[0524] IrDA Control设备80通过具有上述结构，例如可以减小转换器荧光灯噪声，同时可以减小BPF输出的波形失真。并且，IrDA Control设备80的结构不限于上述结构，当然也可以适当地获得在上述各实施方式中示出的结构。
[0525] 以上，在各实施方式中示出的本发明的红外线信号处理电路没有产生以往的结构中产生的各种问题。下面说明这一点。
[0526] 首先，在公知文献1(日本公表特许公报：特表2001-502147号公报(公表日：2001年2月13日))的数据传送系统中，设置一定时间范围Tcheck，通过在该时间范围Tcheck中，是否发生停止周期Td来判断是否为红外线信号还是噪声，在噪声的情况下，进行放大器的控制。但是，在该数据传送系统1中，由于使用红外线信号的制造商不同(例如NEC码、sony码、RCMM码等十多种)，产生红外线信号不适于停止期间Td，所以产生不能接收这样的红外线信号的问题。此外，如公知文献5(日本公开特许公报：特开2006-60410号公报(公开日：2006年3月2日))中所指示的，产生增益调整速度慢、不能应对急剧的噪声的发生的问题。
[0527] 但是，例如在红外线遥控接收机50a中，由于与公知文献1不同，不是检测红外线信号的模式的结构，所以可以与所有的红外线信号对应。此外，在红外线遥控接收机50b中，通过选择电路41也能够应对急剧的噪声的发生。
[0528] 此外，在公知文献2(日本公表特许公报：特表2004-506375号公报(公表日：2004年2月26日))中，公开了解调BPF的输出信号，并将该解调的信号作为触发来控制放大器和BPF的接收机电路。但是，该接收机电路在转换器荧光灯噪声高亮度地射入的情况下，BPF的输出信号由于噪声而饱和，解调后的信号一直为L电平所以不可用作触发，产生不能进行放大器和BPF的控制的问题。
[0529] 但是，例如在红外线接收机50a中，是由对BPF10b的输出信号bpf进行比较的比较电路36的输出信号进行控制的结构，由于只要BPF10b振动，在需要控制的情况下必定存在比较电路36的输出信号，所以不会产生公知文献2那样的不能控制的情况。
[0530] 此外，在公知文献3(日本公开特许公报：特开2004-56541号公报(公表日：2004年2月19日))中，公开了通过检测BPF的输出信号，使BPF的Q值增大，从而进行减小噪声的遥控光接收装置。但是，当使BPF的Q值增加时，产生BPF的稳定性降低的问题和由BPF的输出信号波形失真变大而导致的接收灵敏度降低的问题。采用图22说明该问题。图22(a)示出了BPF的电极配置，图22(b)示出了BPF的输出信号波形。
[0531] 首先，描述BPF的稳定性。由式(34)表示BPF的传递函数，由式(35)表示BPF的电极p1·p2。
[0532] H(s)＝(H×ω0s/Q)/(s2+ω0s/Q+ω02) (34)
[0533] p1＝(-ω0/2/Q，ω0(1-(1/2Q)2)1/2)
[0534] p2＝(-ω0/2/Q，-ω0(1-(1/2Q)2)1/2) (35)
[0535] 如图22(a)所示，通过使BPF的Q值增加，电极配置接近右半平面。结果，在负反馈电路中，当电极配置存在于右半平面中时，基于系统变得不稳定的尼奎斯特稳定度判断法，BPF变得不稳定，产生振荡等问题。
[0536] 接下来，描述BPF的输出信号的波形失真。关于BPF的正弦波响应，使正弦波的拉普拉斯变换成为式(6)，并且可以通过进行H(s)F(s)的拉普拉斯反变换而得到(式(7))。
[0537] F(s)＝L(sin(ω0t))＝ω0/(s2+ω02) (36)
[0538] L-1(H(s)F(s))＝H(1-exp(-ω0t/2/Q))sin(ω0t) (37)
[0539] 可以理解，由于在式(7)中的(1-exp(-ω0t/2/Q))影响波形失真，所以通过使Q值增加波形失真变大。并且，如果BPF的输出信号的波形失真变大，接收灵敏度就降低。具体地，遥控发送信号的基本频率的脉冲宽度小时，波形失真相对地变大。因此，BPF的Q值一般设定为10～15左右。
[0540] 但是，例如在红外线接收机50a中，根据输出比较器36b的输出信号D2，判断为放大器34的增益、BPF10b的增益和Q值较大，所以急剧地进行BPF10b的控制，使得BPF10b的增益和Q值减小。由此，不会产生上述的问题。
[0541] 此外，在公知文献4(日本公开特许公报：特开平11-331076号公报(公开日：1999年11月30日))中，公开了由检测的噪声电平电压等生成用于检测载波的基准电平电压的红外线信号处理电路。由于在该红外线信号处理电路中，在输入红外线信号时上述基准电压电平变化的话，接收灵敏度降低，所以在大的时间常数的积分电路中需要平滑上述基准电压电平。由此，内置于上述红外线信号处理电路中的积分电路的电容变大，产生芯片尺寸增大，随之成本增加的问题。
[0542] 但是，例如在红外线遥控接收机50a中，由于可以在逻辑电路38中设定较大的时间常数，所以可以减小积分电路的电容。
[0543] 此外，在公知文献5中公开了通过使增益调整电路的时间常数变小，从而应对快速的转换器荧光灯噪声的产生的增益调整电路。但是，这种情况下，由于上述增益调整电路的时间常数较小，所以产生接收灵敏度降低的问题。
[0544] 但是，在红外线遥控接收机50b中，通过由选择电路41使信号检测电平适当地变更，所以不会使接收灵敏度降低，并且也可以减少由快速的转换器荧光灯噪声导致的误动作。
[0545] 本实施方式的带通滤波器电路除了上述结构以外，也可以还包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
[0546] 根据上述结构，通过包括上述调整单元，可以调整上述跨导放大器电路的跨导，可以调整各常数。
[0547] 此外，在本实施方式的带通滤波器电路中，上述跨导放大器电路包括：具有相互并联设置的多个晶体管的第一晶体管单元以及使流过该第一晶体管单元的多个晶体管内除第一晶体管以外的晶体管的电流流到接地端子的第二晶体管单元，流入上述第一晶体管单元的第一晶体管中的电流是上述跨导放大器电路的输出电流，上述第一晶体管单元的各晶体管具有各不相同的沟道宽度和沟道长度，上述调整单元也可以切换上述第二晶体管单元的晶体管的导通关断。
[0548] 上述带通滤波器电路具有上述结构，通过上述调整单元切换第二晶体管单元的晶体管的导通关断，并通过改变流入第一晶体管单元的第一晶体管的电流量、即输出电流量，从而调整上述跨导放大器电路的跨导。由此，可以调整上述跨导放大器电路的跨导，调整各常数。
[0549] 此外，本实施方式的带阻滤波器电路，除了上述结构外，还可以包括调整至少一个跨导放大器电路的跨导的调整单元。
[0550] 根据上述结构，通过包括上述调整单元，可以调整上述跨导放大器电路的跨导，调整各常数。
[0551] 此外，根据本实施方式的带阻滤波器电路的上述跨导放大器电路包括设置为使流入第一晶体管中的电流也流入第一晶体管以外的晶体管中的、具有多个晶体管的第一晶体管单元，和使流过除该第一晶体管单元的第一晶体管以外的晶体管的电流流入接地端子的第二晶体管单元，流入上述第一晶体管单元的第一晶体管中的电流是上述跨导放大器电路的输出电流，上述第一晶体管单元的各晶体管具有各不相同的沟道宽度和沟道长度，上述调整单元也可以切换上述第二晶体管单元的晶体管的导通关断。
[0552] 上述带阻滤波器电路具有上述结构，由上述调整单元切换第二晶体管单元的晶体管的导通关断，通过改变流入第一晶体管单元的第一晶体管的电流量、即输出电流量，调整上述跨导放大器电路的跨导。由此，可以调整上述跨导放大器电路的跨导，调整各常数。
[0553] 此外，根据本实施方式的红外线信号处理电路除了上述结构外，还可以包括多个计数器，通过对上述多个比较电路的输出信号进行规定脉冲数计数，进行用于控制上述放大电路和上述带通滤波器电路的脉冲输出。此外，本实施方式的载波检测电路除了上述结构以外，该载波检测电路还包括振荡时钟信号的振荡电路，上述逻辑电路也可以包括：第一计数器，通过对上述振荡电路的时钟信号进行计数，输出使上述放大电路的增益增加的第一放大电路控制信号，同时通过对上述振荡电路的时钟信号进行计数，输出使上述带通滤波器电路的增益和Q值增加的带通滤波器控制信号；第二计数器，通过对上述第一比较电路的输出信号进行计数，输出使上述放大电路的增益减小的第二放大电路控制信号；第一加减计数器，通过对上述第一放大电路控制信号进行计数，输出使上述放大电路的增益增加的第一控制信号，同时通过对上述第二放大电路控制信号进行计数，输出使上述放大电路的增益减小的第二控制信号；以及第二加减计数器，通过对上述带通滤波器控制信号进行计数，输出使上述带通滤波器电路的增益和Q值增加的第三控制信号，同时通过对上述第三比较电路的输出信号进行计数，输出使上述带通滤波器的增益和Q值减小的第四控制信号。
[0554] 根据上述结构，由于上述红外线信号处理电路包括数字电路，所以可以使芯片尺寸缩小，随之使成本降低。
[0555] 此外，在上述红外线信号处理电路中，通过上述计数器，可以设定较大的时间常数。由此，可以消除增益的急剧的变动，在红外线信号输入时，得到稳定的接收灵敏度。并且，作为在上述计数器中设定较大的时间常数的方法，例如，可以通过使在上述第一加减计数器中输入的上述第一放大电路控制信号的时间常数变大来实现。
[0556] 此外，本实施方式的红外线信号处理电路除了上述结构外，在上述第一计数器的复位端子上也可以输入上述第二比较电路的输出信号。
[0557] 根据上述结构，由于在上述第一计数器的复位端子上输入上述第二比较电路的输出信号，所以在输出上述第二比较电路的输出信号的期间，停止上述第一计数器的动作。因此，由于不进行上述放大电路的增益增加控制、上述带通滤波器电路的增益和Q值增加控制，仅进行上述放大电路的增益减小控制，所以可以减少增益的变动(偏差)，在红外线信号输入时，可以得到稳定的接收灵敏度。此外，由于仅进行上述放大电路的增益减小控制，所以可以进一步地减小干扰光噪声导致的误动作。
[0558] 此外，在本实施方式的红外线信号处理电路中，上述第一加减计数器可以包括用于设定上述放大电路的增益的初始值的第一初始值设定单元，上述第二加减计数器可以包括用于设定上述带通滤波器电路的增益和Q值的各初始值的第二初始值设定单元。
[0559] 根据上述的结构，上述第一加减计数器包括用于设定上述放大电路的增益的初始值的第一初始值设定功能。此外，上述第二加减计数器包括用于设定上述带通滤波器电路的增益和Q值的各初始值的第二初始值设定功能。由此，由于可以根据使用环境，适当地将上述各初始值设定为最合适的值，所以可以实现适当地与使用环境对应的红外线信号处理电路。
[0560] 在本实施方式的红外线信号处理电路中，上述多个计数器和上述多个加减计数器可以包括扫描路径，在规定时刻上述多个计数器和上述多个加减计数器可以在同一时钟下动作。
[0561] 根据上述结构，由于上述多个计数器和上述多个加减计数器包括扫描路径，所以可以进行移位寄存器动作。并且，在规定时刻的晶片测试时，通过在同一时钟下使上述多个计数器和上述多个加减计数器动作，测试设计变得容易，并且可以提高故障检测率。
[0562] 此外，本实施方式的红外线信号处理电路的上述比较电路也可以是迟滞比较器。
[0563] 根据上述结构，上述比较电路是迟滞比较器。由此，即使上述带通滤波器电路的输出信号在上述各阈值电压附近的情况下，上述比较电路的输出信号的脉冲宽度也可以变大，可以确实地触发上述逻辑电路。
[0564] 此外，本实施方式的红外线信号处理电路的上述振荡电路的振荡频率也可以是与上述带通滤波器电路的中心频率相同的频率。此外，本实施方式的红外线信号处理电路的上述振荡电路的振荡频率也可以是比上述带通滤波器电路的中心频率小的频率。
[0565] 由于上述多个比较电路对上述带通滤波器电路的输出信号进行比较，所以其输出信号的频率成为上述带通滤波器电路的中心频率。因此，通过使上述振荡电路的振荡频率成为与上述带通滤波器电路的中心频率相同的频率，可以减小两者的输出信号的时间延迟，并且可以减小上述逻辑电路的误动作。此外，通过使上述振荡电路的振荡频率成为比上述带通滤波器电路的中心频率小的频率，从而无需增大计数器的位数，可以使由上述振荡电路的输出信号(时钟信号)进行计数动作的计数器的时间常数变大。
[0566] 此外，本实施方式的红外线信号处理电路除了上述结构以外，上述载波检测电路也可以进一步包括：将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第二信号检测电平的比上述第二阈值电压更大的电平的第四阈值电压进行比较的第四比较电路，和从上述第二比较电路的输出信号和上述第四比较电路的输出信号中选择上述载波的选择电路。
[0567] 根据上述结构，适当地改变信号检测电平。例如，选择电路在输出上述第三比较电路的输出信号的情况下，即在判断为产生上述第二比较电路的输出信号的脉冲宽度变大等问题的情况下，将由比上述第二阈值电压更大的电平的阈值电压进行比较的第四比较电路的输出信号作为载波进行选择。由此，可以对光接收后的遥控发送信号输出适当的载波，不会产生由上述第二比较电路的输出信号的脉冲宽度变大导致的不能接收的问题。此外，可以进一步减少转换器荧光器噪声导致的误动作。
[0568] 而且，如上所述地通过使信号检测电平变化，也可以应对红外线信号输入时发生急剧的转换器荧光灯噪声的射入的情况，可以减少由急剧的转换器荧光器噪声导致的误动作。
[0569] 此外，本实施方式的红外线信号处理电路除了上述结构以外，上述红外线信号处理电路也可以还包括将上述带通滤波器电路的输出信号和作为第二信号检测电平的比上述第二阈值电压更大的电平的第四阈值电压进行比较的第四比较电路，和从上述第二比较电路的输出信号和上述第四比较电路的输出信号中选择上述载波的选择电路。
[0570] 根据上述结构，适当地改变信号检测电平。例如，选择电路在输出上述第三比较电路的输出信号的情况下，即在判断为产生上述第二比较电路的输出信号的脉冲宽度变大等问题的情况下，将由比上述第二阈值电压更大的电平的阈值电压进行比较的第四比较电路的输出信号作为载波进行选择。由此，可以对光接收后的遥控发送信号输出适当的载波，不会产生由上述第二比较电路的输出信号的脉冲宽度变大导致的不能接收的问题。此外，可以进一步地减少转换器荧光器噪声导致的误动作。
[0571] 而且，如上所述地通过使信号检测电平变化，也可以应对红外线信号输入时发生急剧的转换器荧光灯噪声的射入的情况，可以减少由快速的转换器荧光器噪声导致的误动作。
[0572] 此外，上述红外线信号处理电路由于包括上述带通滤波器电路和上述带阻滤波器电路，所以可以实现能够提高电源噪声消除特性的红外线信号处理电路。
[0573] 此外，由于上述红外线信号处理电路包括上述带阻滤波器电路，所以可以进一步地减小干扰光噪声。
| 标题 | 发布/更新时间 | 阅读量 |
|---|---|---|
| 可编程迟滞比较器 | 2020-05-14 | 267 |
| 一种迟滞型比较器 | 2020-05-14 | 323 |
| 迟滞比较器电路 | 2020-05-11 | 620 |
| 轨对轨输入迟滞比较器 | 2020-05-13 | 304 |
| 迟滞电路 | 2020-05-11 | 535 |
| 单边迟滞比较器 | 2020-05-12 | 292 |
| 一种电子油门迟滞机构 | 2020-05-13 | 776 |
| 迟滞比较器电路 | 2020-05-12 | 95 |
| 高速内部迟滞型比较器 | 2020-05-14 | 447 |
| 微能量迟滞装置 | 2020-05-14 | 700 |
高效检索全球专利专利汇是专利免费检索,专利查询,专利分析-国家发明专利查询检索分析平台，是提供专利分析，专利查询，专利检索等数据服务功能的知识产权数据服务商。
我们的产品包含105个国家的1.26亿组数据，免费查、免费专利分析。
分析报告
专利汇分析报告产品可以对行业情报数据进行梳理分析，涉及维度包括行业专利基本状况分析、地域分析、技术分析、发明人分析、申请人分析、专利权人分析、失效分析、核心专利分析、法律分析、研发重点分析、企业专利处境分析、技术处境分析、专利寿命分析、企业定位分析、引证分析等超过60个分析角度，系统通过AI智能系统对图表进行解读，只需1分钟，一键生成行业专利分析报告。
迟滞热门专利
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈