技术领域
[0001] 本
发明涉及电子侦察技术领域，具体的说是一种用于电子侦察的相控阵数字多波束形成器，可用于电子侦察中的多窄带目标精确测向和抗干扰波束形成。
背景技术
[0002] 现代战争中，电子侦察具有极其重要的地位，已成为现代高科技战争中获得战术情报的重要手段。为了能在复杂的电磁环境中有效获取目标信息，国外正在大
力开发新型相控阵天线技术，如美国的横列定向型相控阵天线和共形相控阵天线；以色列的“费尔康”共形相控阵天线；瑞典正在研制的“相似平衡术”双面相控阵天线等。由于相控阵雷达中普遍采用了数字波束形成技术，它在形成瞬时多波束的同时，能对干扰源自适应调零并得到超高
分辨率和超低旁瓣，因而能非常有效地对付复杂的综合性电子干扰，非常适应于电子侦察发展的需要。电子侦察所处的环境十分复杂，空间存在着大量的电磁
辐射信号，如卫星电子侦察接收机输入端往往会同时收到数十部乃至数百部以上的雷达、通信和测控设备的信号，而这些信号又多是未知特性的，而且随时间和空间不断变化，因此必须采用时域、频域和
空域的多重选择来稀释信号。同时敌方故意释放的有源干扰也给电子侦察带来一定困难，因此采用自适应
算法才能有效地对消干扰。
[0003] 一类是传 统的自适 应算法，如LMS(Least Mean Square) 和DMI(Direct MatrixInversion)。LMS算法结构简单，稳健性较好，因而得到了广泛应用。LMS算法消除干扰源的个数决定于天线阵的阵元数和同时
跟踪的目标数。阵元数越多，同时跟踪的目标数越少，或多波束数量越少，可消除的干扰源数量就越多。DMI利用对
采样相关矩阵求逆来实现开环控制，它采用直接计算自适应权值的办法解决了闭环自适应中收敛速度对输入相关矩阵特征值的依赖性。但当相关矩阵为病态矩阵时，DMI的
稳定性不好。LMS算法和DMI算法都需要期待信号的先验信息，这在电子侦察中难以满足，因此必须寻求其它的自适应方法。
[0004] 另一种重要的解决方法就是两步自适应(adaptive-adaptive)方法，两步自适应方法是在估计出空间信号源的数量和方向、
频率的
基础上，主波束指向目标方向，辅助波束分别指向干扰方向，通过方向图的综合来实现目标跟踪与干扰抑制。它只需估计出干扰源的数量和方向就可有效地抑制干扰，所以很适合在电子侦察中使用。电子侦察中为了尽可能多的侦察到目标，所采用的多是宽带接收机，而宽带阵列信号是频率的函数，因此其阵列流型及协方差矩阵都随频率变化，这就使得宽带接收机条件下多窄带目标的检测成了一个关键问题，并面临着几个亟待解决的问题：
[0005] 1)当目标中有强弱信号时，弱信号将会被淹没；
[0006] 2)当目标中有相干信号和部分相关信号时，传统测向算法不再有效；
[0007] 3)多通道
硬件实现面临巨大的数据吞吐量和数据同步以及算法实现的实时性等问题。
[0008] 这些问题是电子侦察中相控阵接收机实现对多窄带目标精确侦测的大难题。
发明内容
[0009] 本发明的目的在于克服
现有技术的不足，重点要解决多目标测向中尤其是强弱信号同时存在、相干信号的测向所存在问题，以及多阵元接收通道带来的多通道数据传输、同步以及算法实现的实时性问题，而提供一种用于电子侦察的相控阵数字多波束形成器，进而还提供一种相控阵数字多波束形成方法，来实现对电子侦察中多窄带目标的精确侦测和抗干扰波束形成。
[0010] 实现本发明目的的技术方案是：所述多波束形成器由
数据采集预处理部分和
信号处理部分组成，两组成部分通过高速数据传输
背板相连接，将数据采集预处理部分处理的数据传输到信号处理部分；所述数据采集预处理部分由3
块数据采集预处理板组成，每块数据采集预处理板由8路
模数转换器AD、1片DSP芯片和1片FPGA
芯片组成；所述信号处理部分由4片并行运算的DSP芯片、1片FPGA芯片和9路数字上
变频器DUC组成；首先由数据采集预处理板上的多路高速模数转换器对各阵列天线接收机输出的中频信号进行带通采样；然后由数据采集预处理板上的DSP和FPGA芯片协作完成
正交插值和幅相误差校正，将中频模拟实信号转换为基带数字复信号并校正多通道间的幅相误差；接着经背板的多路并行高速LVDS通路将基带数字复
信号传输到信号处理部分，在信号处理板上的DSP和FPGA芯片内完成对强弱信号同时存在、相干多信号的高分辨测向，并分别对多目标信号形成抗干扰的数字多波束；最后通过多路数字上变频器件将多路数字波束的输出转换为所需的中频
模拟信号送出。
[0011] 本发明基于相控阵数字多波束形成器形成多波束的方法，包括如下过程：
[0012] (1)、中频模拟实信号的数字采样：每块数据采集预处理板的采样部分配置有8路14位宽的模数转换器和一路采样时钟输入，采样时钟控制8路模数转换器同时采样。该数字多波束形成器配置有三块数据采集预处理板，使用相同采样时钟，同时对24路模拟信号进行采样。
[0013] (2)、数字正交插值：经由模数变换器采样得到的中频数字实信号分为两路分别与两路正交的数字
本振相乘，下变频到基带，然后通过低通
滤波器取出基带内
频谱，经1/2
抽取后得到I路和Q路的基带数字复信号。
[0014] (3)、固定幅相误差校正：分为外校正和内校正。外校正时设置远场测试基准源为一点频信号，内校正时利用
功率分配器分别从接收机输入端馈入点频信号。对接收机输出的信号采用频域校正算法，内校正外校正采用相同算法：首先对数字正交插值后的基带数字复信号进行FFT变换，然后从24通道中任选一路为参考通道，记录信号频点处频谱峰值，和其余待测通道相应处的频谱峰值进行比较，记录比较得到的幅度和
相位值，该值对应其余通道和参考通道的幅相误差，存放到
指定的
存储器内。外校准仅仅在地面上进行，而内校准可依需要进行。
[0015] (4)、多目标测向，尤其是强弱信号同时存在或相干多信号的高分辨测向：多目标测向采用多重信号分类方法估计信源
波达方向，简称为Music方法。其基本方法是，将数据采样协方差矩阵作特征分解，根据大特征值对应的
特征向量生成信号子空间，小特征值对应的特征向量生成噪声子空间；然后用不同方向上的导向失量向噪声子空间投影，若该向量属于信号子空间，则投影为零，根据投影结果可以判断信号的波达方向。当有强弱信号同时存在时采用强弱信号测向，其基本方法是，先测得强信号方向，然后由强信号方向计算出陷零投影矩阵，对接收的数据用陷零投影矩阵陷零后，即抑制了强信号后的回
波数据，再使用Music方法估计波达方向；当有相干信号或高相关信号存在时采用空间平滑技术进行相干信号测向，其基本方法是，将等距线阵分成若干相重叠的子阵列，则各子阵列的阵列流形相同，然后将各子阵列的协方差矩阵进行平均运算后再使用Music方法估计波达方向。
[0016] (5)、抗干扰数字多波束形成：采用基于线性约束最小方差算法的抗干扰波束形成方案，简称LCMV。对第P个目标，LCMV算法的最优权等于正交投影矩阵乘以第P个目标的导向矢量。其中正交投影矩阵由除第P个期望信号以外的其他8个非期望信号的导向矢量构成的方向矩阵的正交投影矩阵。
[0017] 本发明所述的相控阵数字多波束形成方法，所说的数字正交插值实现过程中，
低通滤波器使用了多带宽滤波器配置，带宽配置如下：
[0018] (1)、将带宽分别为25KHz，250KHz，2.5MHz，12.5MHz，25MHz的32阶FIR低通滤波器系数存储在ROM中，也可任意配置其它带宽的滤波器；
[0019] (2)、根据系统监控命令调用相应带宽的
数字滤波器系数进行数字正交插值处理。
[0020] 本发明所述的相控阵数字多波束形成方法，在测向过程中，针对强弱信号同时存在或相干多信号的测向，其方法如下：
[0021] (1)、强弱信号同时存在的情况下：弱信号将被淹没，传统测向算法将不再有效，这时先使用Music方法测得一个或多个强信号的方向矢量，计算其正交投影矩阵，然后将数据采集预处理板输出的基带数字复信号利用正交投影矩阵投影，通过投影将强信号陷零，将投影后的数据再用Music方法进行波达方向估计，即可找出弱信号的来波方向。
[0022] (2)、相干信号同时存在的情况下：由基带数字复信号得到的协方差矩阵将不再满秩，这时将等距线阵分成若干相重叠的子阵列，则各子阵列的阵列流形相同，然后将各子阵列的协方差矩阵进行平均运算，其
中子阵的个数大于相干信源数目，平均后的协方差矩阵满秩，再对平滑平均后的协方差矩阵进行Music高分辨测向。
[0023] 本发明的多波束形成方法在多片DSP芯片内采用并行算法，其中，标号为0的DSP芯片完成协方差矩阵的形成、求逆、特征分解、获得噪声子空间；标号为0、1、2、3的DSP芯片并行完成
角度搜索；标号为3的DSP芯片完成角度比较和多波束权值计算。
[0024] 本发明所述的用于电子侦察的相控阵数字多波束形成器，采用了多通道LVDS高速数据传输，每块数据采集预处理板使用34对LVDS信号传输8路基带数字复信号，该34对LVDS信号分为I路16对，Q路16对，同步时钟1对，
帧同步信号1对；每路基带数字复信号速率为56兆采样点每秒，3块数据采集预处理板共使用102对LVDS信号通过背板连接到信号处理板；在信号处理板实现数据帧的同步、解包，提取出24路数字基带复信号，通过
电路板的设计使每块数据采集预处理板输出的LVDS信号线等长，从而保证信号在高速传输过程中位对齐。
[0025] 本发明与现有技术相比具有以下特点：
[0026] ①进行幅相误差校正时使用多带宽滤波器，把宽带划分为子窄带进行点频幅相误差校正。
[0027] ②当强弱信号同时存在时使用陷零投影矩阵，将强信号陷零再采用多重信号分类方法(Music)估计弱信源波达方向。
[0028] ③当存在相干信号时将等距线阵分成若干相重叠的子阵列，在通道一致性得到保证的基础上各子阵列的阵列流形相同，然后将各子阵列接收信号的协方差矩阵进行平均运算后再使用Music方法估计波达方向。
[0029] ④抗干扰波束形成时采用基于LCMV算法的抗干扰波束形成方案，使干扰方向陷零的同时将主瓣指向信号，并具有一定的稳健性。
附图说明
[0032] 图3是本发明数字正交插值实现框图
[0033] 图4是数字正交插值前后的频谱对比
[0034] 图5是数字正交插值镜频抑制比
[0035] 图6是幅相误差校正的实现框图
[0036] 图7是测向模型示意图
[0037] 图8(a)是不陷零时的三维谱峰图
[0038] 图8(b)是不陷零时的三维谱峰图的等高线图
[0039] 图9(a)是陷零时的三维谱峰图
[0040] 图9(b)是陷零时的三维谱峰图的等高线图
[0041] 图10是子阵列的选取示意图
[0042] 图11(a)是分别解一组九个信号中有四个相干信号时的谱峰图
[0043] 图11(b)是分别解一组九个信号中有两个相干信号时的谱峰图
[0044] 图12(a)是期望信号SNR高的情况下的方向图
[0045] 图12(b)是非期望信号SNR低的情况下的方向图
[0046] 图13(a)至(i)是分别对9个期望信号的抗干扰波束合成方向图
[0047] 图14是信号处理板框图
[0048] 图15是数据采集预处理板框图
[0050] 图17是算法在硬件平台上的实现流程图具体实施方式：
[0051] 图1是总体方案流程图，参照图1，在数据采集预处理板，24路中频模拟实信号经过高速模数转换器AD采集并变为数字实信号，然后进入数字正交插值模块，在该模块内将数字实信号转换为基带数字复信号，接着进入幅相误差校正模块，在该模块内校正24通道之间幅度和相位的不一至性。至此数据采集预处理板对信号的预处理工作完成，24路基带数字复信号通过背板进入信号处理板，在4片DSP组成的并行计算模块中完成强弱信号同时存在、相干多信号的测向和自适应波束形成权值组的计算。其中测向采用MUSIC算法进行信号的高分辨测向，当有强弱信号同时存在时采用强弱信号测向，其基本方法是，先测得强信号方向，然后由强信号方向计算出陷零投影矩阵，对接收的数据用陷零投影矩阵陷零后再使用Music方法估计波达方向。当有相干信号或高相关信号存在时采用空间平滑技术进行相干信号测向，其基本方法是，将等距线阵分成若干相重叠的子阵列，则各子阵列的阵列流形相同，然后将各子阵列的协方差矩阵进行平均运算后再使用Music方法估计波达方向。抗干扰的自适应波束形成权值组，采用基于线性约束最小方差算法，简称LCMV，的抗干扰波束形成方案。对第P个目标，LCMV算法的最优权等于正交投影矩阵乘以第P个目标的导向矢量。其中正交投影矩阵由除第P个期望信号以外的其他8个非期望信号的导向矢量构成的方向矩阵的正交投影矩阵。使用LCMV算法得到的9组自适应波束形成权值组送入波束形成网络，将24路基带数字复信号加权求和后得到9路波束输出，合成后的波束数据通过信号处理板上的数字上变频器送往系统监控，由系统监控判别后再把信息反馈给信号处理板，用于调整算法中的相关参数。
[0052] 图2是本发明波束形成器组成框图，波束形成器包括两部分：数据采集预处理部分和信号处理部分。数据采集预处理部分由3块数据采集预处理板组成，每块处理8个通道信号，3块共可处理24个通道信号。负责完成模拟中频信号的采样、数字正交插值和幅相误差校正。信号处理部分由1块信号处理板组成，负责完成强弱信号同时存在或相干多信号的测向、自适应波束形成权值组的计算、波束形成、数字上变频。本发明的数字正交插值幅相误差校正、强弱信号同时存在时的测向、相干信号测向、抗干扰的波束形成和设备硬件集成是它的核心，下面对结合图3到图17分别说明它们的具体实施过程和效果。
[0053] 1、数字正交插值
[0054] 图3是实现数字正交插值方案示意图，该模块在数据采集预处理板上的FPGA内实现。如图3，经高速模数转换器AD采样的数字实信号分为两路分别与正交的数字本振相乘下变频到基带，并通过低通滤波器取出基带内频谱，经1/2抽取后得到I路和Q路基带数字复信号。当F0＝3Fs/4时，中频信号经采样后的表达式：
[0055]
[0056]
[0057]
[0058]
[0059] 式 中 cos(2πFItn) ＝ cos(3πn/2) ＝ {1，0，-1，0，...}，sin(2πFItn) ＝sin(3πn/2)＝{0，-1，0，1，0，...}，即混频的本振信号具有特殊形式，可交替得到复包络的同相和
正交分量，时间差一个采样周期。其中低通滤波器可采用多带宽低通滤波器配置。以32阶带宽为25MHz的低通滤波器为例仿真实验参数如下：中频41MHz，采样率54.6975MHz，带宽25MHz，九个信号中心频率分别为1MHz；5MHz；8MHz；10MHz；12.5MHz；
15MHz；18MHz；22MHz；24MHz；图4是输入这9个信号正交插值前后的频谱对比，图5是镜频抑制比，由以上仿真可以得出：采用32阶低通滤波器，镜频抑制比可以达到60dB以上。
[0060] 2、幅相误差校正
[0061] 图6是幅相误差校正的实现框图，幅相误差校正系数的计算在数据采集预处理板上的DSP内完成，基带
数字信号的幅相误差校正在数据采集预处理板上的FPGA内完成。通道幅相误差由以下各部分组成：接收模块引入的幅度和相位失配误差；采集通道的时钟和器件抖动引入的相位误差；数字信号的量化误差；热噪声等。幅相误差校正分为外校正和内校正。外校正时设置远场测试基准源为一点频信号，内校正时利用功率分配器分别从接收机输入端馈入点频信号。对接收机输出的信号采用频域校正算法，内校正外校正采用相同算法：如图6，首先对数字正交插值后的基带数字复信号进行FFT变换，然后从24通道中任选一路为参考通道(如图6中的通道1)，记录信号频点处频谱峰值，和其余待测通道相应处的频谱峰值进行比较，记录比较得到的系数，该系数对应其余通道和参考通道的幅相误差，存放到指定的存储器内。外校准仅仅在地面上进行，而内校准可依需要进行。该算法原理是：信号通过不同的通道进入波束形成器，相当于经过了不同的滤波器。假设第k个通道对应的第k个滤波器的传递函数为：
[0062] Hk(w)＝αk(w)exp[jβk(w)] (2)
[0063] 本发明只需要知道传递函数之间的相对关系，便能简单的将要进行波束形成的信号校正成一个有效的平面波前。假设加入的校准信号为s(w)(实际中选择点频信号进行单频点校准)，则波束形成器上接收的第k个通道的信号为
[0064] sk(w)＝αk(w)exp[jβk(w)]*s(k)，k＝1，...，24 (3)
[0065] 为了得到通道间不一致性，以1通道的数据为参考信号(参考信号可以任取一个通道信号)，那么k通道和1通道之间的差异用复数除法可以得到
[0066]
[0067] 由于本系统不同通道的频率响应函数是频率慢变的，可以假设频率响应函数对于相同载频的信号为一常数，所以上式可以写为
[0068]
[0069] 这个复数便是一个载频第k个通道幅相校准权系数。正常工作时，每个通道的信号必须先用其对应的系数进行补偿，以消除不同通道间的幅相误差影响。对于本系统，每个频点对应一组24个幅相校准权系数。因为通道特性是随外部环境慢变的，所以并不是每次开机都需要接入校准信号对幅相校准权系数进行更新，因此这些权系数要保存到ROM中去，以防止掉电丢失。
[0070] 3、多目标测向，尤其是强弱信号同时存在时或存在相干信号时的测向[0071] 图7是测向模型，天线阵元为2*12面阵，
俯仰角和方位角如图定义。MUSIC方法估计信源波达方向的基本方案是：将数据采样协方差矩阵作特征分解，根据大特征值对应的特征向量生成信号子空间，小特征值对应的特征向量生成噪声子空间；然后用不同方向上的导向向量向噪声子空间投影，若该向量属于信号子空间，则投影为零，根据投影结果可以判断信号的波达方向。
[0072] 3.1、当强弱信号同时存在时，信号测向的算法如下：
[0073] 1)利用阵列快拍数据估计空间协方差矩阵
[0074] 阵列有24个阵元，接收了M次快拍数据，空间协方差矩阵估计为：
[0075]
[0076] 其中Rs＝E[s(t)s(t)H]。当K个信号独立时， 这里 k＝1，2，..，K表示第k个信号的功率。 表示噪声功率，且假设各阵元的噪声为独立的加性高斯白噪声。
[0077] 2)用Music算法测向，其中假定目标数为9；
[0078] 3)当同时有强弱信号时，采用陷零投影矩阵对强目标陷零，
[0079] 当强弱信号相差40dB左右，步骤2)的方案只能测出强目标。这时采用陷零投影矩阵对强目标陷零。
[0080] 陷零投影算法如下：
[0081]
[0082] 其中 为由强目标导向矢量构成的方向矩阵A的正交投影矩阵，记为
[0083] 4)对陷零后的数据y(t)再用步骤1)和步骤2)进行测向。
[0084] 仿 真 试 验 设 计：信 源 个 数9个，其 中 有3个 强 信 号。 方 位 角 ＝[-60；-50；-40；-10；-10；-10；45；45；45]度；俯仰角＝[10；20；30；10；20；30；10；20；30]度，
信噪比＝[-5；-5；-5；-5；-5；-5；30；30；35]db。图8(a)是不陷零时的三维谱峰图，图8(b)是谱峰的等高线图。从仿真结果图8可以看出由于图8(a)三个强信号的存在，使图8(b)弱信号谱峰比强信号低很多，在现有设备条件下是无法识别的。所以强信号的陷零是必要的。图9(a)是陷零时的谱峰图，图9(b)是谱峰的等高线图。从仿真结果图9可以看到，陷零后图9(b)三个强信号的谱峰被抑制很多，图9(a)弱信号谱峰明显出现。还应注意到在强信号处陷零后，强信号周围出现陷零区域，如果弱信号在这个区域里则谱峰不会出现。
[0085] 3.2、当存在相干信号时，应用空间平滑技术是解决相干或高相关信号的有效方法，其基本方案是将等距线阵分成若干相重叠的子阵列，如图10所示，若各子阵列的阵列流形相同，这一假设适用于等距线阵，则各子阵列的协方差矩阵可以进行平均运算。
[0086] 每个子阵列的输出为
[0087]
[0088] 第 1 个 子 阵 可 进 一 步 写 为 Xl(t) ＝ AD(l-1)s(t)+nl(t)， 其 中[0089] 第1个子阵的协方差矩阵可表示为
[0090] Rl＝AD(l-1)RsDH(l-1)AH+σ2I (9)
[0091] 取所有子阵的协方差矩阵的平均为
[0092]
[0093] 只要子阵的个数L大于信源数K，可以证明， 这意味着经空间平滑后，信号子空间的维数能够恢复到K。
[0094] 另外，还有一种行之有效的方法，即取”反向阵列向量”。
[0095] 令J为N×N的置换矩阵，除反对角线上元素为1，其余元素为0，可得反向阵列协方差矩阵
[0096] RB＝JR*J＝AD-(l-1)RsD(l-1)AH+σ2I (11)
[0097] 求正向阵列协方差矩阵R和反向阵列协方差矩阵RB的平均，得到正反向阵列协方差矩阵如下
[0098]
[0099] 信源的协方差矩阵 通常满秩，因此可用于相干信号源的波达方向估计。
[0100] 如果结合平滑子阵方法，就成为前后向平滑方法，可以减少阵元孔径损失。
[0101] 图11(a)是一组九个信号中有四个相干信号，经过前后向平滑一次即可解相干。图11(b)是一组九个信号中有两个相干信号，经过前向平滑一次即可解相干。
[0102] 4、抗干扰的自适应波束形成
[0103] 基于SMI算法的抗干扰波束形成方法为依次以(θ1，φ1)，(θp，φp)为期望来波方向，得到权值
[0104] p＝0～8 (13)
[0105] 以wp-opt作为波束形成权值形成P个接收波束。其中RX为阵列实际接收数据的协方差矩阵。从仿真结果图12(a)可以看出：图中虚线表示信号方向，实线表示方向图，虽然分别约束了期望信号的方向，但是由于在期望信号SNR高的情况下，方向约束不住。从仿真结果图12(b)可以看出：图中虚线表示信号方向，实线表示方向图，在非期望信号SNR低的情况下，零陷也不理想。
[0106] 基于LCMV算法的抗干扰波束形成方案对第p个目标，LCMV算法的最优权为：
[0107] p＝0～8 (14)
[0108] 其中 为由除第P个期望信号以外的其他非期望信号的导向矢量构成的方向矩阵γ的正交投影矩阵，记为：
[0109]
[0110] 算法性能仿真：9个信号，把其中一个当作期望信号，其他8个为非期望信号，虚线对应信号的来波方向。图13(a)至(i)是分别对9个期望信号的抗干扰波束合成，图中虚线表示信号方向，实线表示方向图。从图上的波束形成方向图可以看出LCMV算法的抗干扰波束形成图能很好的对期望目标形成波束，同时对其他已知方向的
干扰信号形成很好的零陷。但该方案的前提是所有信号和干扰(非期望信号)的方向都精确已知。综合上述实验，拟采用基于LCMV算法的抗干扰波束形成方案，干扰抑制度≥30dB。使用基于LCMV算法的抗干扰波束权值组将来自数据采集预处理板的经过正交插值和幅相误差校正的基带数字复信号在信号处理板上的FPGA内进行加权求和，形成抗干扰的数字多波束。
[0111] 5、相控阵多波束形成器的硬件设计和集成
[0112] 5.1、信号处理板设计：信号处理板的框图如图14所示，信号处理板主要由3部分组成，9路数字上变频器DUC、并行运算的4片DSP芯片组和1片FPGA。其中DUC负责将基带数字信号上变频至中频，并行运算的4片DSP芯片组完成测向和自适应
波速形成权值的计算，FPGA内实现波束形成网络。信号处理板以FPGA为中心，FPGA下方(就图面而言，以下皆同)连接LVDS信号通路，用于接收基带数字复信号；FPGA上方连接9路数字上变频器DUC，将波束合成后的数据送入DUC上变频后送出；FPGA左边通过总线和链路口与4片DSP芯片组相连，总线和链路口为双向传输，用于向DSP发送测向、波束形成所需的数据和接收DSP测向和波束形成的计算结果。DSP芯片组之间以总线和链路口相连，双向传输，用于分配计算任务和汇总计算结果，保证算法的并行实时实现。DSP芯片组将计算出的9组自适应波束形成权值组送入FPGA内的波束形成网路，在FPGA内完成抗干扰的数字多波束形成。
[0113] 5.2、数据采集预处理板设计：数据采集预处理板的框图如图15所示，数据采集预处理板主要由三部分组成，8路高速模数转换器AD、1片DSP和1片FPGA。其中8路AD完成中频模拟实信号的采样，DSP完成幅相误差校正系数的计算，FPGA负责采样数据的数字正交插值，并将幅相误差校正系数加入各通道完成幅相误差校正。数据采集预处理板以FPGA为中心，FPGA下方连接LVDS信号通路，用于发送基带数字复信号。FPGA上方连接8路高速模数转换器，用于接收采集到的数据。FPGA左边通过总线和链路口与1片DSP芯片相连，总线和链路口为双向传输，用于向DSP发送计算幅相误差校正系数所需的数据和接收DSP计算的幅相误差校正系数。
[0114] 5.3、高速LVDS信号的印制线路板设计：印制线路板(PCB)的设计符合信号完整性规范，保证高速LVDS信号同步、正确传输。主要包括以下方面：
[0115] 1)、PCB板的阻抗控制，每个信号层都有一个对应的参考
地层可以实现阻抗控制。控制参考面和信号层之间的介质厚度保证
差分信号线为100欧姆。
[0116] 2)、高速信号采用LVDS传输，并通过PCB板的阻抗控制确保LVDS信号在传输过程中阻抗的大小及连续性，同时在接收端端接匹配防止信号反射。
[0117] 3)、通过蛇形线确保同一组内所有LVDS信号线等长(控制误差在40mil范围内)，如图16所示。
[0118] 4)、信号之间的隔离，单端信号线间保持两倍线宽的间距，LVDS信号线间保持三倍线宽的间距，保证信号之间的串扰不会造成错误。
[0119] 5.4、测向和波束形成硬件程序设计：算法程序使用信号处理板上的硬件资源包括4片DSP、SDRAM、FLASH和FPGA。算法在硬件平台上的实现流程图见图17。
[0120] 各片完成的功能如下：
[0121] 1)、标号为0的DSP芯片完成协方差矩阵的形成、求逆、特征分解、获得噪声子空间；
[0122] 2)、标号为0、1、2、3的DSP芯片完成角度搜索；
[0123] 3)、标号为3的DSP芯片完成角度比较和多波束权值计算。
[0124] 4)、FLASH里面
固化了4片DSP的程序和导向矢量(所有频点)。
[0125] 算法程序运行流程：
[0126] 1)板子加电后，FLASH加载主程序，并将导向矢量导入SDRAM中。导向矢量分别分给0号DSP、1号DSP、2号DSP、3号DSP(各占1/4)。
[0127] 2)标号为0的DSP芯片通过总线读取FPGA内RAM的样本数据，形成协方差矩阵(根据模式字判别三种情况)并求逆。
[0128] 3)0号DSP芯片把协方差矩阵的逆矩阵分发给1号DSP、2号DSP、3号DSP。
[0129] 4)0号DSP、1号DSP、2号DSP、3号DSP同时在各自的1/4空间内作谱峰搜索((—22.5～0，-45～0)，(—22.5～0，0～45)，(0～22.5，-45～0)，(0～22.5，0～45))找到最大的3个谱峰，保留对应两维角度和对应的谱峰值、导向矢量
[0130] 5)0号DSP、1号DSP、2号DSP分别将步骤4)的结果通过链路口汇给3号DSP芯片，由3号DSP芯片完成比较挑出最大的9个谱峰对应的两维角度，计算LCMV权值。LCMV权值计算方法如式(14)所示。
[0131] 6)由3号DSP芯片将对应的9个波束的权值(9×24×2)、9个目标的对应两维角度从总线送给FPGA。
[0132] 算法程序运行流程2)的三种情况：
[0133] 情况一：目标高分辨测向时，直接对基带复信号校正后的数据取样本形成协方差矩阵；
[0134] 情况二：有强弱信号同时存在时，采用陷零投影矩阵对强目标陷零后，然后重新取陷零后的样本形成协方差矩阵。陷零方法如式(7)所示。
[0135] 情况三：当有相干信号时，采用空间平滑技术，得到新的协方差矩阵。如式(10)所示。
