本发明涉及根据权利要求1或23的前序部分所述的用于推导大地测量距离信息的方法和装置，以及根据权利要求29所述的大地测量用测量仪器、根据权利要求31所述的扫描仪和根据权利要求32至34所述的装置的应用。

执行距离测量是一项技术标准任务，为此在光学系统的应用下实现了许多解决方案，其中，视距仪是大地测量学和建筑业的测量任务用的典型测量仪器。近年，配备有无反射器测量的测距仪(EDM)的视距仪已越来越得到确立。
最初，要测量的作用距离是60m，但随着该仪器的日益推广，对其作用距离的要求也越来越高。今天，该仪器在无反射器时测量达到200m。
传统测距仪主要以脉冲法(飞行时间)原理或相位差法为基础。然而由于在mm范围内的要求高的测量精度，目前大多数仪器配备有EDM，该EDM根据相位测量原理来工作。此外，该仪器在测距经纬仪的情况下，由于其体积较小而具有优点。
然而，相位计由于对无反射器物体的低光学功率信号而具有较小的作用距离，以致使用相位计几乎不能完成大于300m距离的无反射器测量。反之，渡越时间计在作用距离上与相位计相比处于优势，这是因为容易实现对无反射器目标的500m距离的测量。然而，渡越时间计具有的缺点是，几乎达不到1mm的绝对测距精度。关于各种距离测量方法和装置的概况例如可参见“Elektronische Entfernungs-und Richtungsmessung”，R.Joeckel and M.Stober，4.Auflage，Verlag Konrad Wittwer，Stuttgart，1999。
自从无反射器测距仪在总站内的引进和推广以来，使用者常常面对另一问题，该问题主要是在这种无反射器应用中发生。特别是在较大测量距离或者特殊目标或背景几何形状的情况下，产生的效果是，从测距仪发射的测量光束同时照射2个物体。该问题的一例是边缘测量，例如桌子边缘的测量。如果测量该边缘，则光束的一部分照射要测量的边缘，光束的另一部分通过目标照射位于后面的物体或者地面。另一例是后向反射器，该后向反射器位于弱反射目标物体的附近，使得散射光可通过后向反射器到达测距单元的接收机内。在常规相位计中，这导致误测距，该误测距既不会被分配给一个目标物体，也不会被分配给另一目标物体。特别是在较大距离的情况下执行无反射器距离测量时，以下可能性增高，即：在原本要测量的物体和仪器之间测量到意外物体。另一典型情况是通过树木或网栅进行距离测量。在无反射器应用中，这种干扰物体的散射光部分会导致严重的误测量。因此，也应是，多个物体同时由测量光束照射的情况使距离评价准确。
从自然表面反向散射的测量光也是极其弱的，特别是在大距离的情况下。由此产生的困难是，在雨、雾或雪中进行距离测量的情况下，空气中存在的沉淀物颗粒看上去象具有软表面的附加目标物体。依赖于沉淀物强度，干扰影响对本来的距离测量产生作用。例如在大雨中不排除误测量。
另外，对于相位计出现的困难是，相位计不能准确测量到多目标的距离。在接收信号中，各种目标物体的相位以不可分离的方式重叠，使得采用相位差法不再能可识别地分离成各个目标物体的分量。特别是在雾、雨或雪中，可能发生误测量。
根据脉冲法(渡越时间法)的测距仪属于功率最强的测距仪。对无反射器目标物体的作用距离是突出的，其中，多目标能力原则上也是可实现的。相反，该装置的测距精度缺乏以及复杂性却是该测量原理的很大缺点。在大雨时或者在含有灰尘的空气中，以往的渡越时间计也不起作用。其中一个原因是，脉冲信号中的低频分量也被评价，而恰巧该分量由于灰尘或悬浮粒子而在渡越时间中失真。
渡越时间测量的另一缺点是由激光源引起的。具有良好光束质量的脉冲激光器，例如固态激光器或者微芯片激光器，在控制和电流消耗方面是昂贵和复杂的。半导体激光器虽然成本低，但由于空间相干性减少或缺乏而至今在光束质量上是不够的。至今还没有产生具有小测量点的激光束的基于激光二极管的渡越时间计。因此，到轮廓例如物体上的边缘的距离不能使用基于半导体激光器的测距仪来准确测量。
因此，作为所有以往公知的测量原理的主要缺点是，要么对无反射器目标物体的作用距离不足，要么测量精度不够。
另一缺点是技术上没有实现的多目标能力。在大地测量的测量中，至今没有公开以下测距仪，该测距仪可靠区分多目标，并因此可靠实现对各种目标的距离测量。

因此，本发明的目的是提供一种新的测距方法及适合此的装置，该两者特别是不仅在较大距离的情况下实现无反射器的测量，而且同时具有mm范围内的高测量精度。
本发明的另一目的是实现多目标的准确测量。
本发明的另一目的是减少一般大气影响(例如含尘量或烟雾)的相关性，从而能进行精确测距而与这些影响无关。
此外，作为其他目的或者要满足的要求，具有：数秒内的短测量时间，在特殊气象条件，例如雾、雨或雪时的增强且不受影响的距离测量，以及合适装置在大地测量系统内的可集成性，例如经纬仪。该可集成性由可微型化或者由小的构造体积、模块化布置和降低的能量效率来支持。
根据本发明，由权利要求1和23的特征以及从属权利要求的特征来达到这些目的，或者使解决方案得到进展。
该解决方案以根据“系统分析”原理的电光测距仪的概念为基础。在此，既不涉及纯渡越时间计，又不涉及纯相位计。测距系统现由以下组成：发射光信号所需要的部件，具有至少一个目标的测量路程，可能的话仪器内部的基准路程，以及接收信号所需要的部件。该系统分别通过作为系统输入和系统输出执行功能的接口被定义。由发送单元和接收单元连同测量路程和目标物体一起组成的测距仪被解释为光电信号的传输系统。以下为了简便起见，把该传输系统称为系统。因此，目标物体是系统的组成部分。使用根据本发明的方法对系统进行分析，特别是算出对各个目标的渡越时间(死时间)数及其持续时间数。原则上，执行系统识别，其中，重点放在对被照射有测量光束的目标物体的渡越时间的算出上。
根据本发明的方法的可能较高的灵敏度由各种因素产生。一方面，在针对性选择调制频率的情况下发射和接收激励信号，并对其信号形状进行扫描和评价。该信号形状可具有例如狄拉克脉冲序列，然而正弦形激励信号正如在相位计的情况下也是可能的。另一方面，在根据本发明的方法中，评价全部信号信息用于距离测定，并不仅仅像在相位差法中那样评价相位，或者像在脉冲渡越时间测量法中那样评价渡越时间。根据本发明的方法在评价中同时考虑到全部连续检测的测量数据，其中，例如所有测量和模型信息被集中或组合在成本函数中。因此，不执行相位测量，而是对时域或频域内的值号形状，以及信道放大、噪声等进行测量技术上的检测，并将其包含在根据本发明的评价内。而且，优选地根据基于最大似然原理(最佳估计量)的成本函数进行信号评价。与以往的相位计不同，由于灵活且可快速切换的频率合成器，加之与目标物体数及其相互间隔有关，可针对性地变更或选择激励信号的调制频率。通过最佳调节的测量数据集，可实现具有高精度的系统分析。例子是减少由目标物体和测距装置之间的多次反射所引起的干扰影响，或者回避在多目标情况下的干扰信号重叠。
根据本发明的系统识别以许多调制频率的发射为基础，该调制频率数比在常规相位计的情况下的大。许多调制频率的产生可例如使用DDS合成器(直接数字合成器)或者另一现代的“跳频装置”例如“N分频合成器”来实现。根据本发明，信号产生可例如根据直接合成原理来进行，在此，在内部存储器内所保存的信号形状通过周期性重复顺次被供给数字模拟转换器，并被送到输出(任意发生器)。
评价是针对各个调制频率单独进行的，或者是针对多个调制频率集中进行的。在此，可选的单独评价主要可在良好接收信号时实现，例如用作次最佳估计量。在集中的情况下，所有信号数据被包含在公共模型内，并用于参数估计，特别是渡越时间，例如用作最佳估计量。
优选的是，仅发射MHz至GHz范围内的高调制频率，从而使系统对硬目标的渡越时间是有选择性的，而对例如雨、雾、雪那样的软目标是有防御性的。使用高频率的另一优点是测距精度由此提高。在专门高频的情况下，各频率对参数确定的最终结果产生作用。对于常规相位计，情况不是这样。然而，该优点也针对渡越时间计而存在，在渡越时间计内由于低脉冲重复率而对1000次以下的脉冲进行统计求平均，这导致测量精度低下。
对所有调制频率中的组或者族的选择影响系统分析结果的质量。例如，可通过最佳选择频率，在少量接收信号时，特别是在较大目标距离时的信号极限的情况下，实现增强的距离测量。此外，对所有调制频率中的组或者族的选择也确定最大的唯一要分辨的作用距离(唯一性)。如果所有频率的族例如由DDS合成器灵活处理并且适合要完成的测量任务，则由目标物体和测距装置之间的多次反射引起的干扰效应，以及在多目标情况下的不期望的信号重叠效应也被消除。
在此情况下，数字信号合成的强度处于灵活频率概念的可能性内，因此，处于所有频率的族与要分析的由装置和测量路程组成的测距系统的最佳匹配内。
使用根据本发明的测距方法或装置，与相位计不同，也能测量交错的目标，例如通过窗玻璃进行测量。测距仪同时确定距处于光束中的多个目标的距离。在此情况下，最佳频率概念是与单目标情况不同的概念。
根据本发明的测距方法具有多目标能力。因此能同时测量内部基准光路的距离。内部基准光路是第一目标物体，所有其他目标物体的距离是相对于已知基准物体来测量的。因此，距离测量是没有温度波动和其他分散影响的。因此，多目标能力可用于通过内部基准光路的同时校准，从而避免了以往所需要的仪器方面的费用，例如由基准路程的选择性切换或者第二基准接收机的应用所产生的费用。
根据本发明的所定义的数学系统包含：测距单元，所涉及的目标物体，以及距目标物体的距离。该系统在通信技术方面被理解为线性传输系统，其系统特性由所谓的脉冲响应h(t)的规格来描述。如果系统使用狄拉克脉冲来激励，则这是该系统的响应。脉冲响应的傅里叶变换被称为传递函数H(ω)或者复合频率响应，其中，这是在频率空间或频率范围或频域内的系统的可能描述之一。
由于系统通常使用因果信号来激励，因而也能使用稍微一般且相对于收敛更稳定的拉普拉斯变换来取代傅里叶变换。
然而，在周期性激励信号的情况下，傅里叶变换(FT)通常被认为是足够的。系统的一般复值传递函数H(ω)的定义则按如下给出：H(ω)=Y(ω)S(ω)---(1)]]>系统描述传递函数是在各自傅里叶变换后的接收信号y(t)和傅里叶变换后的激励信号s(t)之间的商。
FT：y(t)→Y(ω)FT：s(t)→S(ω)系统分析器的复值频率响应具有下式：H(·ω)=an·(i·ω)n+an-1·(i·ω)m-1+···a0·(i·ω)0bm·(i·ω)m+bm-1·(i·ω)m-1+···b0·(i·ω)0·(Σk=1dρk·exp(-i·ω·tk))---(2)]]>在此，ω表示角频率，i表示虚数单位，并与频率f按如下联系在一起：ω＝2·π·f。此外，d是所照射的目标物体数，ρk是反射率，tk是与距离成比例的信号渡越时间。要测量的距离根据Dk=c2·tk]]>来计算，其中，c表示光速。
频率通过系统得到放大、衰减以及相移。传递函数由在物理特性上基本不同的两个项组成：有理商以及具有作为线性自变量的角频率的指数函数的和。
第一系数(商)描述由激光二极管、接收二极管以及滤波器那样的电子部件产生的所谓色散影响。这些色散影响引起从系统的输入到输出的振幅和相位变化。
第二因子由指数函数的和组成并描述在测距单元和各个目标物体之间的所查找的死时间或渡越时间。死时间的确定与距相关物体的各个距离的测量对应。
为了能高精度测量系统的渡越时间或死时间，表示为商的第一因子必须以计算方式来消除，或者通过系统校准来测量和消除。
这例如可由制造商的系统校准来确保，该系统校准在交货前、在制造期间或者后续循环进行。特别是在难以评价的老化效应的情况下，该老化效应引起例如频率相关的渡越时间延迟，在本来的距离测量之前或期间直接进行现场的恒定系统校准是有利的。
优选的是，这种系统校准应在与距离测量有关联的时间实现。为此，测量光被引导通过已知长度的内部光路。因此，传递函数中的第一项的信息在所施加的激励频率时被检测。
本来的距离测量是后续或同时执行的。在此，测量光被引导到外部目标物体。该外部系统测量优选地在与内部光路时相同的频率进行，即，传递函数被测量。而在现有技术中，只有具有可切换的基准路程或者发射机或接收机的双重布置的复杂解决方案是公知的。例如，EP 0 738 899公开了一种可切换的基准路程，EP 0 932 835描述了两台接收机的应用，以及DE 40 02 356公开了两台可切换的发射机的应用。
根据本发明，通过内部光路的测量也可与通过外部光路的测量同时进行，这是因为该方法能够高精度评价多目标，其中，内部基准路程被检测为多个目标中的第一目标。在此情况下，无需复制系统的部件或者把基准路程布置成可切换，而这在现有技术的某些解决方案中是必要的。
根据本发明的用于系统校准的技术和计算实施的方法是在所选数量的频率(不定期或定期的频率抽样)情况下确定传递函数H(ω)，更确切地说，一方面通过内部光路，另一方面通过外部测量光路。
对于系统校准，公式(1)完全可写为极或指数表达式：H(ω)=|H(ω)|·exp(-i·ω·tdisp(ω))·(Σk=1dρk·exp(-i·ω·tk))]]>通过系统校准，可在测量信号中所发射的频率时确定系统放大|H(ω)|和色散tdisp(ω)。因此，它们可在针对目标物体的本来距离测量时被假定为已知。
因此此外，校正还考虑放大/衰减以及在测量频率时的色散延迟时间。这种不期望的效应被包含在传递函数的前两项内。
传递函数的计算例如通过离散傅里叶变换(DFT)来进行。接收信号使用模拟数字转换器(ADC)在时间范围内来扫描，然后通过DFT计算在测量信号内所包含的频率以及复值振幅Y(ω)。与Y(ω)一起，系统放大|H(ω)|和分散tdisp(ω)也是已知的。
通过比较内部和外部测量路径的与频率相关的振幅、相位以及噪声结果，可按以下方式成功进行传递函数的校正，即：在H(ω)或H(f)中，仅具有死时间tk的项在指数和中保持为未知。
因此，校准数据的传递函数如下：对于单目标情况：Hc(f)：＝p1·exp(-i·2·π·f·t1)对于具有d个目标的多目标情况：             (3)Hc(f):=Σk=1dρk·exp(-i·2·π·f·tk)]]>式中，为了方便起见，针对所测量的目标物体的校准渡越时间再次由tk表示。
系统校准也可在时域内直接执行。在此，取代传递函数H(f)，通过内部光路算出针对不同激励信号的系统响应的渡越时间。
在最大似然估计量理论方面，系统校准也能把所有测得的系统响应组合到单个成本函数内，以便从中评价针对目标物体的所校准的测距数据。
在知道总的连续光谱的情况下，可通过傅里叶逆变换(IFT)计算系统的对应脉冲响应：h(t)：＝∫H(f)·exp(+i·2·π·f·t)df    (4)如果H(f)与公式3对应并且在所有频率处是已知的，则可完整求积分。脉冲响应如下：对于单目标情况：
h(t)：＝ρl·δ(t-tl)对于d个目标的多目标情况：h(t):=Σk=1dρk·δ(t-tk)]]>显然，脉冲响应直接包含针对处于测量光束内的d个目标物体的全部的距离信息tk。
如果未直接在调制频率处进行测量，而是进行外差或零差测量，则公式3和4也是有效的。在此，把高频接收信号与高频混频信号向下混频为低频电子信号。通过评价该低频信号，可确定本来的高频接收信号的振幅和相位。
在根据本发明的测距装置的实施方式的情况下，系统的总复合光谱H(f)未被测量，测量信号或发射信号仅在所有系统频率的一部分时才激励系统，在通常情况下，仅一族离散频率被测量。因此，光谱H(f)不是对各频率都已知，而是仅逐点已知。
因此，也不能立即通过IFT把脉冲响应h(t)重构为时间信号。
该问题原则上在于计算公式3或公式4中的渡越时间tk的参数。
各种评价方法适合于计算渡越时间或距离。各自最佳方法的选择依赖于系统特定状态特征。属于系统的这些特征的例如有：目标数，距目标的距离，目标的反射能力，信号振幅，噪声电平量等。
为了推导距离信息，可使用总信号形状y(t)或者仅使用信号形状的一部分，其中，该部分可理解为例如以下量：信号形状y(t)的最大值，第一谐波的振幅或者信号脉冲在半值宽度内的曲线y(t)下的面积。在统计评价方法的情况下，信号形状y(t)的RMS噪声也可理解为信号形状的一部分。
距离信息的主要部分存在于信号形状的时间结构内。对此的例子是，系统响应y(t)相对于激励信号s(t)的时间移动，但特别是在具有多目标的系统中的反射脉冲的相互的相对时间间隔。在矩分析方面，一个或多个信号脉冲的重心的时间位置也可理解为信号形状的时间结构的例子。
下面，对时域或频域内评价的某些可能性纯示例而不是总结性地进行说明。
距离确定的第一种方法是时间范围内的评价。如果例如短持续时间的周期性脉冲的渡越时间在不同脉冲率时相继被测量，则可高精度唯一计算距离。
在时间范围内的距离确定中，脉冲重复频率的最佳选择是关系重大的。这些频率应如此设置，使得来自多目标的反射信号在不同时间落在接收机上。这样可避免麻烦的信号脉冲重叠，并且各个信号脉冲可分配给各个目标物体。
根据本发明，这种最优化的频率选择可使用频率合成器来实现。评价方法的一例在图5a示出。各激励信号s(t)产生响应信号y(t)。从中使用信号推导通过内部光路所校准的信号响应h(t)。所有激励信号s(t)的这些校准的信号响应h(t)是相互时移的，其中，相对偏移时间Δtjk可例如通过互相关计算或重心计算来确定。这些偏移时间Δtjk给出关于在发射路程途中的脉冲数的说明(唯一性)。
在另一步骤中，可构建由所有激励信号sk(t)的时移信号响应hk(t-Δtjk)的和形成的时间信号z(t)。然后根据z(t)，例如再次使用互相关计算或重心计算来最终确定渡越时间tn。
另一方法是根据公式3的传递函数H(f)的光谱模型和在所分析的调制频率时的测量点H(fk)之间的非线性平衡计算。
距离估计的另一方法以最大似然估计量原理为基础。在此，所测量的光谱数据被输入到成本函数，该函数的整体最大值或最小值则给出d距离的估计值。
在单目标情况下，最大似然估计量是具有显著整体最大值的简单一维成本函数。在合适选出复值光谱的离散测量值时，在单目标情况下，也可实现同样使精确且增强的距离计算成为可能的其他方法。例如，可把离散频率样本的傅里叶逆变换解释为最大似然函数的近似。
对于单目标情况，下式则适用：z(t):=1N·Σk=0N-1H(fk)·exp(i·2·π·fk·t)---(5)]]>因此，一般复值函数z(t)直接根据离散频谱的所有N个测量复值振幅H(fk)来计算并与时间信号对应，其中，该函数包含所有在系统分析时所收集的信息。时间函数Re(z(t))的整体最大值是在渡越时间t1时所取的。
傅里叶逆变换(IFT)的方法也可成功地用于多目标情况。然而，在系统分析时所算出的离散频率时的复数振幅的选择却被带上附加条件。不是每一数量的无规则扫描的传递函数的点都导致在d个目标物体的渡越时间时具有最大值的单参数时间函数。
对于多目标情况，IFT由从傅里叶变换理论公知的窗函数W(f)，例如汉宁窗(Hanning window)或布赖克曼窗(Blackman window)扩展，下式则适用：z(t):=1N·Σk=0N-1H(fk)·W(fk)·exp(i·2·π·fk·t)---(6)]]>在此，权函数W(f)在多目标情况下显著提高测距精度。
下面给出适合于多目标情况的频率概念的一例。
等距布置的激励频率形成针对多目标情况是最优化的频率组形式的频率概念。这种概念可包含例如以下频率：400MHz，410MHz，420MHz，...，500MHz。
经常只需计算由IFT产生的时间信号z(t)的数值即可，其中，这种从等距布置的激励频率产生的时间信号的典型形状在图13作了例示。所查找的渡越时间被包含在所计算的类脉冲的时间信号|z(t)|内。如果发生多个脉冲，则存在多目标情况。所计算的时间信号由于离散测量频率而是时间周期性的。因此，所计算的时间信号的周期性限制最大作用距离。通过合适选择等距频率组，可容易地把最大作用距离扩展到超过500m，而无损测量精度。
为了使为系统分析所需要的激励频率的数量保持最小化，频率概念被划分成多个等距分档频率。换句话说，在第一分析步骤中，发射具有细频率间隔的等距频率。然后通过IFT计算时间信号z(t)或|z(t)|，并从中确定粗略距离。图14示出一例：100MHz，100.5MHz，101MHz，101.5MHz，...，105MHz。
在第二分析步骤中，发射另一组具有较粗频率间隔的等距频率，然后再次通过ITF计算对应的时间信号z(t)。结果是精确确定距离。这由图14例示：100MHz，107.5MHz，115MHz，..，175MHz。如果测距精度仍不充分，则可使用更粗分档的等距频率组细化系统分析。
取代用作成本函数的时间信号z(t)，也可使用由加权IFT产生的功率信号 z(t)·z(t)用于距离计算，如图15例示。 z(t)在此表示共轭复数时间信号z(t)。
该系统使用周期性发射信号作为输入量来激励。在最简单的情况下，这可通过谐波正弦振荡来实现。然而优选的是，周期性产生具有例如矩形、三角形、狄拉克脉冲或者其他信号形状的短持续时间的脉冲。发射信号的频谱因此是离散的，除了基波以外，依赖于脉冲形状，同时还在光谱内产生对应的高次谐波频率。
对于系统分析，使用不同重复频率的多个周期性发射信号。在此，将这些发射信号相继施加给系统输入，并且测量对应的输出信号。如果测量了所有周期性信号，则结束系统测量(系统分析)。在光谱范围内，除了周期性信号响应的基波以外，还测量该信号响应的高次谐波光谱分量。
在本发明的实施方式中，激励频率组的产生例如可使用DDS合成器(直接数字合成器)来实现。这些小型单芯片模块可最高精度产生几乎一切任意频率。频率变更用的切换时间小于1毫秒，并且与系统分析用的所需测量时间相比短得可忽略。切换是例如由微处理器通过数据总线来控制的。在此，DDS模块同步用的时钟频率可由ppm精度主控振荡器来产生。该频率在此情况下用作保证ppm范围内的距离分辨率的所有激励频率的比例标度的基础。
除了DDS频率合成器以外，其他现代的“跳频装置”例如N分频合成器也是公知的。这种模块由于快速和细分档的变频而适合用作所需调制频率的发生器。
一种有利的要素是检测所发射的激励频率的信号强度(振幅)，这是因为，对发射信号和接收信号的两个振幅的了解可用于计算复值传递函数H(f)。
各个最佳周期性激励的类型和选择，与在用于距离计算的方法一样，依赖于系统特定状态特征，例如目标数、目标距离、信噪比等。考虑到这些实际的系统特定状态特征，可使用DDS合成器以及可能的话其他部件，非常灵活地当场最佳选择或配置用于系统分析的激励光谱。
对于单目标情况，例如选择具有对数等距分档的周期性发射信号的重复频率。然后，通过傅里叶逆变换所计算的成本函数s(t)产生对噪声不敏感的估计量真整体最大值，如图12所示。
对于在目标点和测距装置之间产生多次反射的目标标志，优选地使用具有根据质数的分档的发射脉冲的重复频率。然后，通过傅里叶逆变换所计算的成本函数s(t)产生距目标标志的所查找距离的估计量真整体最大值。
在测量光束中具有多个目标的测量状况时，例如具有等距频率分档的周期性发射信号用于系统分析。
为了达到甚至在例如500m的大距离范围内的高测距精度(亚毫米)，可使用已述的多组等距分档的激励频率。通常，具有重复频率间的不同间隔的2组激励信号就足够了，如图11所示。
总之，三种评价方法基本上达到系统分析的目标：1.一种方法是在时间范围内的系统信息的评价。通过测量所有脉冲序列的时间相互偏移的信号响应的相对渡越时间，可确定同时在传输路程途中(唯一性)的脉冲数。距所查找的目标物体的距离最终从当前发射和同时接收的信号脉冲之间的渡越时间，结合发射单元和接收单元之间的脉冲数一起的测量来得出。
2.另一方法是在频率范围内的评价。通过把DFT/FFT应用于所测量的周期性时间信号，在激励频率(包括高次谐波)时计算传递函数H(f)的参数。如果传递函数H(f)在足够频率时被测出，则距离确定例如可根据最小平方法，使用根据最大似然原理的成本函数或者根据其他准则所定义的成本函数来计算。
3.另一方法是在频率范围内的继续评价。如果在足够数量的频率下测出传递函数H(f)，则重构与脉冲响应对应的时间信号z(t)通过ITF的应用，从而再次在时间范围内进行评价。针对各个目标物体的系统死时间或渡越时间是由Re(z(t))的信号最大值或信号最小值来确定的。
在装置侧，由目标物体反射的光接收信号使用优选地电子宽带光电接收机来检测。激励信号是MHz或GHz范围内的高频信号。为了避免使用AD转换器(ADC)的高频信号扫描，在一可能实施方式中，例如，也可把接收信号提供给电子混频器(外差接收机)。在混频器的输出处，被转换成低频的时间信号使用ADC来扫描，并且测量点被提供给评价单元或存储器。
不同重复率的扫描时间信号优选地通过DFT变换被变换成频率范围，其中，作为结果得出在各自频率时的传递函数H(f)的复值振幅。在此使用各个周期性发射或激励信号算出复传递函数H(f)的其他测量点。如果复传递函数H(f)的足够测量点是已知的，则可开始根据用于确定死时间的方法中的一种方法的距离计算。
作用距离增大且对雨、雪或雾不敏感的单目标情况用的系统分析器的根据本发明的实施方式例如按如下实施。用于系统分析的激励频率的产生是通过DDS合成器来进行的，其中，执行激励频率的振幅确定。激励频率的振幅也可在工厂一次校准。
信号接收使用电子混频器和PLL信号进行外差设计，其中，信号检测通过使用ADC的脉冲同步数字化来进行。作为替代，也能实施高频范围内的直接信号扫描来取代外差接收法。
数字化接收信号的评价的第一步骤是使用DFT变换在处理器单元内来执行的。然后使用IFT方法进行与脉冲响应相当的时间信号的计算。
然后使用IFT方法进行与脉冲响应相当的时间信号的计算。雨、雾或雪反射光发射信号的一部分。然而由于信号分量是通过散射而在整个测量路径上求积分产生的，因而脉冲响应不叠加与频率无关的死时间，而是叠加与频率相关的渡越时间(色散)。理论考虑和实验表明，一旦激励频率超过10MHz，对系统的渡越时间特性的干扰色散影响就消失。雨或雾对信号振幅的影响显示低通特性，截止频率约1至5MHz。因此如果高于约10MHz的调制频率专用于系统分析，则空气中的沉淀颗粒对距本来目标物体的距离计算的影响可忽略。
起因于DDS技术的大调制频率数所产生的信息冗余度作为另一优点。如果例如在系统分析中测量光束由某人无意遮断，则该故障产生传递函数H(f)的中断，该中断由于大调制频率数而能容易识别，并在进一步的信号评价时可以不予考虑。然后，H(f)的剩余光谱点足够用于距离计算，而不会使精度显著受损。
多目标情况用的系统分析器的根据本发明的另一实施方式例如根据以下方案来实现。
用于系统分析的优选地灵活数量的激励频率的产生是通过与用于产生甚高频的后置变频器进行组合的第一DDS合成器来进行的。后者确保高测距精度。无PLL的配置可实现微秒范围内的快速变频。同时在发射机侧确定激励频率的振幅，其中，该振幅也可在工厂一次校准。在接收机电路中，同样可快速切换的第二DDS合成器产生外差或零差接收用的混频信号。因此与使用单个DDS可达到的相比，可在更大的频率范围内进行频率的逐步调谐。使用ADC的数字化被应用于信号检测。使用DFT/IFT方法的信号评价是在处理器单元内，在计算与脉冲响应相当的时间信号的情况下进行的。
附图说明
以下，根据在附图中示意示出的实施例对根据本发明的方法和用于执行该方法的合适装置以纯示例的方式作进一步说明。具体地：图1a-b是根据现有技术的脉冲测量方法的原理图；图2a-b是根据现有技术的相位测量方法的原理图；图3是根据现有技术的相位计的框图；图4是根据本发明的具有多个目标物体的系统分析测量方法的一般原理图；图5a-b是根据本发明的系统分析测量方法的一例的原理图；图6a-b是根据本发明的方法的系统模型用的输入量和输出量的示例；图7是根据本发明的具有各种子系统的组合的方法的系统模型；
图8是系统分析用的合适发射信号的示例；图9是所有发射信号的总量的合适光谱分布的示例；图10是作为所有发射信号的总量的光谱分布的其他示例的带通限制离散频率；图11是作为所有发射信号的总量的光谱分布的另一示例的具有各自不同等距配置的两组离散频率；图12是作为光谱对数等距系统分析的IFT的实部的时间信号的示例；图13是作为光谱等距系统分析的IFT(包络)数值的时间信号的示例；图14是作为两个光谱等距频率组的IFT数值的两个时间信号的示例；图15是作为具有两个不同反射目标物体的两个光谱等距频率组的IFT的功率信号的示例；图16是根据本发明的具有外差混频器的装置的框图；图17是根据本发明的具有外差混频器以及在频率选择时灵活性提高的装置的框图；图18是作为根据本发明的大地测量用测量仪器一例的具有根据本发明的装置的经纬仪望远镜的示意图；图19是具有根据本发明的装置的经纬仪望远镜以及用于控制自动聚焦的附加应用的示意图；图20是具有根据本发明的装置以及用于同时校准的无切换的内部光路的经纬仪望远镜的示意图；图21是具有根据本发明的装置的根据本发明的扫描仪的示意图；以及图22是具有根据本发明的装置以及用于同时校准的无切换的内部光路的双轴测距仪的示意图。

图1a-b示出根据现有技术的脉冲测量方法的原理图。
在图1a中，通过发射机1发射光脉冲2，该光脉冲2在由一目标例如后向反射器3反射后，再次由接收机4检测。通常，发射机1和接收机4配置在一台仪器内。
距离是根据作为光脉冲2的发射开始时刻S和接收时刻E之间的时间差的渡越时间L来算出。接收时刻的算出在此是通过信号脉冲s(t)的特征评价，例如通过超过信号阈值或者通过集成脉冲曲线的重心确定来进行的。
图2a-b示出确定仪器和目标之间的距离的根据现有技术的相位测量方法的原理图。
在图2a中，从发射机1’把所调制的光信号作为光波2发射到可再次由后向反射器3组成的目标，并从该目标回反射到接收机4’。与渡越时间法不同，这时不记录发射和接收之间的时间差。被记录的是进入的信号和送出的信号的相移。该相移依赖于仪器和目标之间的距离，这是因为，该距离与所发射的光波2’的波长的倍数以及所剩余的余数R对应。该余数是在距离除以波长W时所剩余的非整数分量，如图2b所示。所测量的相移是余数R的测度，这样在知道该余数R和波长W的数的情况下，可推导出测量仪器和目标之间的距离。由于在该方法中，波长W的数未直接被确定为整数分量，因而必须进行该模糊的附加分辨。这可例如通过使用多个(典型地为2至5个)调制频率来进行，为此针对发射信号顺次计算接收信号的绝对相位。然后，可从多个这些测量推导距一个目标物体的距离。
一种适合于现有技术的相位计的实施在图3中通过框图示意示出。在发射机1’中，信号通过由高频振荡器OSCI控制的调制器M0调制成辐射源SQ的光。所反射的光在由接收机4’的光学系统检测后在光电转换器OEW内被转换成低频信号。为此目的，把重叠振荡器UEO的信号施加给光电转换器OEW。通过相同重叠振荡器UEO提供混频级MS，该混频级MS根据高频振荡器的信号产生低频基准信号。低频信号由触发器TR转换成矩形脉冲。在后序配置的相位测量单元PME中，把高频振荡器OSCI和所接收的光的向下混频后的低频信号进行比较，并算出相位差。该相位差是距离的测度。
图4示出根据本发明的把测距仪的系统模型用作线性传输系统的具有多个目标物体的系统分析测量方法的一般原理图。从发射机1”发射光信号2”。该光信号2”在多个目标处进行反射，并由接收机4”检测，该多个目标在此由第一目标3a和第二目标3b例示。由发射机1”、目标3a、3b以及接收机4”构成的总系统在此被大致地看作非时变系统(LTI系统)。然而，这不意味着目标物体不可以位移，而是在用于系统分析的测量时间内移动必须保持适当少量。为了推导距离信息，把信号s(t)施加给系统输入SE，并在系统输出SA记录描述系统的系统响应的信号振幅y(t)。系统输入和输出在此是LTI系统对外界的接口。
在图5a中示出根据本发明的在时域内的系统分析测量方法的实施例的原理图。LTI系统多次由类脉冲的周期性信号激励，该信号各自由多个离散频率组成。对于各激励脉冲序列s(t)，记录由接收机记录的系统响应5的信号振幅或信号形状y(t)。在把脉冲重复频率从fj变为fk的情况下，产生信号响应的相对时移Δtjk。该位移时间Δtjk给出关于同时在传输路程途中的脉冲数的说明，并从而给出所查找的距离的粗估计。距离的精确细估计最后通过确定在瞬时发射和瞬时接收的信号脉冲之间的渡越时间差来获得。为此目的，可构建时间信号z(t)6，该时间信号z(t)6由所有时移的信号响应hk(t-Δtjk)的和来形成。然后，根据z(t)通过随机求平均来确定渡越时间tn。
在图5b中示出根据本发明的系统分析测量方法的另一实施例的原理图。LTI系统多次由一信号激励，该信号每次由多个离散频率组成。对于各激励，记录由接收机5记录的系统响应5’的信号振幅或信号形状y(t)，并对其进行离散傅里叶变换(DFT)。从DFT得出在发射信号的各个激励频率fj时的复值传递函数。根据实部和虚部，可针对光谱的各种频率各自可选地计算振幅Sj和相移j。从各种激励的所有系统响应的光谱的集合，通过离散傅里叶逆变换(DFT)再次推导所重构的时间信号z(t)6’。时间信号z(t)6’相当于距离信号z(D)，在该距离信号z(D)中，用光速c的一半乘以时间参数t。在该例中，可根据该重构的时间信号6’的曲线算出渡越时间t1和t2，该渡越时间t1和t2允许识别两个目标并确定其距离。
在图6a-b中示出根据本发明的方法的系统模型用的输入量和输出量的示例。图6a示出三角形脉冲，该三角形脉冲在MHz范围内周期性重复的情况下被施加给系统输入，用于激励LTI系统，其中，信号振幅s(t)的最大值与时间t＝0对应。在图6b中示意示出由接收机所接收并在系统输出所提供的系统响应y(t)。在这里假定的两目标情况下，该响应由所接收的信号振幅y(t)的两个三角形曲线组成，其顶点在时刻t1和t2被接收。
图7示出把d个子系统组合成一个LTI系统7的根据本发明的方法的系统模型，其中，d个子系统中的各子系统表示一个目标物体。适用于线性系统的是叠加原理和放大原理以及具有渡越时间或死时间tn的系统的可交换性原理。因此，一个系统可随着死时间按顺序交换，无需变更输出，使得LTI系统7的子系统因而也被描绘在另一序列和另一分类中。存在于系统输出SA的信号y(t)因此是所有d个子系统的系统响应y1(t-t1)至yd(t-td)在由信号s(t)施加在系统输入SE所产生的各个激励s1(t)至sd(t)上的线性和可交换叠加。图7中的系统模型与公式2对应。
图8示出系统分析用的合适发射信号，该发射信号例如可形成为正弦振荡(上)以及针形脉冲或狄拉克脉冲序列(中)或矩形脉冲(下)。
在图9中示出所有发射信号的总量的合适光谱分布的示例。所有发射信号的总量的合适光谱分布(所有激励信号光谱的和)对于系统分析是关系重大的。使用一个(单个周期性)发射信号通常产生多个频率(傅里叶级数)。根据本发明，在此测量、记录和评价所有同时发射的频率。
对于完整的系统分析，经常相继发射不同周期长度的多个发射信号，其中，作为光谱范围内的所有频率的和的指配是重要的。这种由所有发射/接收频率组成的光谱的指配可以不同。这些频率可进行例如等距或对数等距布置。其他可能性在于频率间隔，该频率间隔是根据质数或根据斐波纳契数来选择的。在图9中，最上面的频率分布与等距布置对应，中间所示的频率间隔的选择是根据质数方案来进行的，而最下面的分布具有对数等距布置。在上面和下面分布中示出所有测量信号的量明显在接收机侧受到光谱限制(低通)，使得模型假定和扫描定理得以实现。
图10示出作为所有发射信号的总量的光谱分布的其他例的限带离散频率。在此进行具有等距(上面)或对数等距(下面)布置的所有激励信号的光谱分布。
图11示出以具有各自不同等距布置的两组离散频率形式的所有发射信号的总量的合适光谱分布的另一例。两组的间隔优选地是不同的。
在图12中例示出作为光谱对数等距系统分析的IFT的重构时间或距离信号。时间信号z(t)根据具有对数等距激励频率的系统分析被计算为成本函数。渡越时间的最佳估计是通过数据评价得出的，在数据评价中，所有并行和串行执行的部分测量的信息都包括在内。在最大似然法方面的最佳估计量对于单目标情况是通过IFT根据传递函数H(f)计算时间信号。所查找的渡越时间tn或目标距离Dn与最高信号峰值对应。所示的时间信号是在频率点fk时的传递函数H(fk)的IFT。
图13例示出作为光谱等距系统分析的IFT的时间信号的包络。目标距离Dn的确定是通过重构时间信号|z(t)|来进行的，该时间信号|z(t)|根据具有等距激励频率的系统分析被计算为成本函数。时间信号是通过具有所测量的频率点fk的复传递函数H(fk)的IFT产生的。所查找的渡越时间再次与最高信号峰值对应。时间和距离由于D=c2·t]]>而彼此是相当的。
图14示出作为两个光谱等距频率组的IFT的两个时间信号的示例。距离Dn的推导是通过根据具有不同等距分档的2组激励频率的系统分析，把时间信号z(t)计算为成本函数来进行的。第一时间信号z1(t)(虚线)是通过复传递函数的IFT来算出的，该复传递函数是根据第一频率组的测量数据产生的。第二时间信号z2(t)(实线)是由复传递函数的IFT产生的，该复传递函数是在第二组频率时算出的。所查找的渡越时间的粗估计与第一时间信号的最高信号峰值对应。所查找的渡越时间的细估计与第二功率信号的最高信号峰值对应，其中，最大值与第一时间信号吻合。
图15例示出作为具有两个不同反射目标物体的两个光谱等距频率组的IFT的功率信号。示出对于多目标情况是优选的成本函数|P(t)|。该成本函数与z(t)的时间功率信号P(t)的包络对应，其中，具有两个目标物体的状况被检测。第一功率信号P1(t)(虚线)是通过复传递函数的IFT产生的，该复传递函数是根据第一频率组的测量数据得出的。第二功率信号P2(t)(实线)是通过复传递函数的IFT产生，该复传递函数是在第二组频率时算出的。所查找的渡越时间的粗估计与第一功率信号|P1(t)|的最高信号峰值对应。所查找的渡越时间的细估计与第二功率信号|P2(t)|的最高信号峰值对应，其中，最大值与第一功率信号吻合。
作为根据本发明的装置的具有外差混频器的简单光电系统分析器的一实施例在图16中以框图的形式作了说明。使用根据DDS技术(直接数字合成器)的频率合成器。使用这种模块可对所有任意谐波频率以及任意信号形状进行编程。在此可通过微处理器在微秒内切换合成器的频率。因此，可在短时间内扫描所有为系统分析所需要的频率并测量传递函数的实部和虚部。锁相环PLL与电压控制振荡器VCO一起用于产生外差接收机用的相位稳定混频。在系统响应的直接扫描的情况下，或者在零差信号接收的情况下，可去除PLL。合成信号使用变频器FC变换成甚高频。接收信号在放大器电路A后，使用乘积混频器MIX变换成低频时间信号，然后被引导到低频滤波器LF并在模拟数字转换器ADC中进行数字化。信号数据由处理器单元PU提取，并可能的话被保存在存储器M内。频率稳定主控振荡器OSCI用作距离测量的时间标准。
图17示出根据本发明的具有外差混频器以及在频率选择时灵活性提高的装置的另一实施例的框图。用于系统分析的激励频率的产生是通过与用于产生甚高频的变频器连接的第一DDS合成器来进行的。由于该配置不包含锁相环PLL，因而产生各种优点，例如可进行微秒范围内的快速变频，或者可完全充分利用DDS的频率范围，这是因为PLL的窄锁定范围被去除。同样可快速切换的第二DDS合成器产生用于外差接收的混频信号。变频器FC把激励和混频信号变换成期望频带。频率稳定主控振荡器OSCI用作时间标准。其他模块是：外差混频器MIX，用于信号扫描的模拟数字转换器ADC，用于数据保存的存储器M，以及用作控制和评价单元的处理器单元PU。
图18示意示出作为具有根据本发明的装置的根据本发明的大地测量用测量仪器一例的经纬仪望远镜。从与评价电子装置10一起配置在共用支承元件9上的辐射源8把光通过可切换的偏转元件儿、反射偏转装置12以及物镜13发射到第一目标3a。该第一目标3a代表全体可能目标来成像，并且不限于单目标情况。在通过第一目标3a反射后，该光由物镜13收集，并且为了信号处理而通过二向色镜元件14以及反射偏转装置12被引导到接收机15。接收机15的信号由评价电子装置10处理，并且距离信息被推导。通过可切换的偏转元件11把从辐射源8发射的光的一部分直接引导到接收机15，以便实现也适合于系统校准的仪器内部基准路程。物镜13用作发射和接收物镜，但其中发射机和接收机也可双轴配置为两个分离的物镜。
除了用于信号处理的装置以外，经纬仪望远镜还具有视觉光学系统，该视觉光学系统使从第一目标3a向回反射的光可供观察人员使用。为此使用聚焦组件16和目镜组件17，而该聚焦组件16和目镜组件17可具有不同部件，例如转像棱镜。
图19示出具有根据本发明的装置的经纬仪望远镜以及用于控制自动聚焦的附加应用的示意图。在原则上与图18类似的结构中，该实施方式具有调整元件18，该调整元件18由评价电子装置10控制并用于自动调整聚焦组件16。
具有根据本发明的装置和光束导向装置的替代实施的经纬仪望远镜的另一实施方式在图20中作了示意图示。从再次与评价电子装置10一起配置在共用支承元件9上的辐射源8把光发射到反射偏转装置12。该反射偏转装置12把该光的一部分通过分光器19不仅直接引导到接收机15，而且引导到物镜13，并因而引导到至少一个目标3a。在反射后，该光再次由物镜13收集，并为了信号处理而通过二向色镜元件14以及分光器19被引导到接收机15。接收机15的信号由评价电子装置10处理，并且距离信息被推导。仪器内部基准路程由分光器19来定义。系统校准在此情况下与对外部目标物体的距离测量同时进行。
图21例示出具有根据本发明的装置的根据本发明的扫描仪的示意图。为了记录三维图像，从与评价电子装置10’一起配置在具有共用支承元件9’的外壳内的辐射源8把光通过分光偏转元件19’、反射偏转装置12以及被分配给物镜13’的偏转元件12’发射到要记录的景物，该景物的不同表面结构在该图示中由第一目标3a来表示。
在反射后，该光由物镜13’收集，并通过二向色镜元件14’被引导到接收机15。主要是测量环境，以及发射信号的一部分通过镜元件14’被引导到图像传感器20。接收机15的信号由评价电子装置10’处理，并且距离信息被推导。在二向色镜元件14’和图像传感器之间配置有聚焦组件16，该聚焦组件16也可采用与图19类似的方式设置有调整元件，并可自动调整。由图像传感器20检测的测量环境因此被清晰成像。
通过分光偏转元件19’把从辐射源8发射的光的一部分直接引导到接收机15，以便实现也在该实施方式中适合于系统校准的仪器内部基准路程。
扫描光束的控制和对准可采用本来公知的方式，不仅通过旋转整个仪器，而且通过变更发射方向来进行。在该例中，明示出整个仪器的运动，因而不排除其他实施方式，例如具有内部调整元件或者改变光束的光学部件。在该例中，整个仪器围绕水平轴线HA和垂直轴线VA可旋转地安装，使得整个检测区域的可扫描性通过水平和垂直旋转运动的相互配合来实现。
图22示出具有根据本发明的装置以及用于同时校准的无切换的内部光路的双轴测距仪的示意图。光作为发射光束从与评价电子装置10”一起配置在共用支承元件9”上的辐射源8被发射，并通过发射光学系统22经过出射窗21发射到目标3a。在反射后，该光由接收光学系统13”收集，并为了信号处理而被引导到接收机15。接收机15的信号由评价电子装置10”处理，并且距离信息被推导。发射光束的一部分在出射窗21被反射并照射到双轴配置的接收机15。反射的位置和强度可通过合适的表面处理，例如通过涂层或者反射部件23的涂敷，在出射窗21上确定大小。