级联式双向DC－DC变换器
阅读：956发布：2020-08-29
专利汇可以提供级联式双向DC－DC变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种涉及级联式双向DC－DC变换器，由不隔离双向DC－DC变换器与高频直流 变压器 两部分相互连接构成。其中不隔离双向DC－DC变换器包括双向升压式、双向降压式、双向升降压式变换器等变换拓扑。高频直流变压器由高频逆变/整流 电路 、高频变压器、高频整流/逆变单元构成。其中高频逆变/整流单元和高频整流/逆变单元包括推挽电路、半桥电路、全桥电路、推挽正激电路、双管正激电路、有源箝位正激电路、不对称半桥电路等电路。本变换器实现了双向 能量 流动和电气隔离，其全部 开关 管为 零 电压 开关 ，具有两部分相对独立，控制方便，变换效率和功率 密度 高且电路结构简单等优点。，下面是级联式双向DC－DC变换器专利的具体信息内容。
1.一种级联式双向DC-DC变换器，其特征在于，由相对独立的不隔离双向 DC-DC变换器与高频直流变压器两部分相互连接构成。
2.依据权利要求1所述的级联式双向DC-DC变换器，其特征在于不隔离双向 DC-DC变换器包括双向升压式(Boost)DC-DC变换器，双向降压式(Buck) DC-DC变换器，双向升降压式(Buck/Boost)DC-DC变换器，双向丘克 (Cuk)DC-DC变换器等双向二电平或多电平变换拓扑。
3.依据权利要求1所述的级联式双向DC-DC变换器，其特征在于高频直流变 压器由高频逆变/整流电路连于高频变压器原边，高频变压器副边连于高频整 流/逆变电路构成。其中高频逆变/整流单元和高频整流/逆变单元可以采用推 挽电路、半桥电路、全桥电路、推挽正激电路、双管正激电路、有源箝位正 激电路、不对称半桥电路等。
4.一种级联式双向DC-DC变换器，其特征在于，将不隔离双向DC-DC变换器 组成并联或交错并联形式与高频直流变压器组成的并联、串联或多路输出形 式相互连接构成。
技术领域
背景技术
隔离式双向DC-DC变换器的传统方案有以下三种：
1.移相式双向变换技术
这种技术是利用变压器漏电感(或外接电感)，通过桥臂移相来完成双向能 量传输。它利用漏电感来传输能量，限制了这种技术在大功率的应用场合的应用。
2.电压型-电流型组合式双向变换技术
这种技术即为电压型-电流型组合式拓扑，它的主要缺陷在于开关器件上承 受的由变压器漏电感造成的电压尖峰很大。这个缺陷是由于这种技术中含有的电 流型拓扑造成的，限制了这种技术的应用。
3.反激式双向变换技术
这种技术利用单端反激变换器为主拓扑，它的主要缺陷在于：利用耦合电感 (反激变压器)来传输能量，限制了其在大功率场合的应用。
1.移相式双向变换技术
这种技术是利用变压器漏电感(或外接电感)，通过桥臂移相来完成双向能 量传输。它利用漏电感来传输能量，限制了这种技术在大功率的应用场合的应用。
2.电压型-电流型组合式双向变换技术
这种技术即为电压型-电流型组合式拓扑，它的主要缺陷在于开关器件上承 受的由变压器漏电感造成的电压尖峰很大。这个缺陷是由于这种技术中含有的电 流型拓扑造成的，限制了这种技术的应用。
3.反激式双向变换技术
这种技术利用单端反激变换器为主拓扑，它的主要缺陷在于：利用耦合电感 (反激变压器)来传输能量，限制了其在大功率场合的应用。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术存在的缺陷，研制一种能克服现有缺陷 的，能实现全部开关管的零电压开关和电气隔离，具有两部分相对独立，可独立 实现控制且电路简单的级联式双向DC-DC变换器。
本发明级联式双向DC-DC变换器，由相对独立的不隔离双向DC-DC变换 器与高频直流变压器两部分相互连接成级联结构式电路。其中，不隔离双向 DC-DC变换器可以为双向升压式(Boost)变换器，双向降压式(Buck)变换器， 双向升降压式(Buck/Boost)变换器等拓扑；直流变压器由高频逆变/整流电路连 于高频变压器原边，其副边与高频整流/逆变电路相连，其中高频整流/逆变单元 可以是全波整流/推挽逆变，全桥整流/全桥逆变，半桥整流/半桥逆变，推挽正激 整流/推挽正激逆变等结构构成，同样高频逆变/整流单元也可以是推挽逆变/全波 整流，全桥逆变/全桥整流，半桥逆变/半桥整流，推挽正激逆变/推挽正激整流 等结构。
附图说明
图1.级联式双向DC-DC变换器的结构框图。其中图(a)为不隔离双向变 换器和高频直流变压器级联，图(b)为高频直流变压器和不隔离双向变换器级 联。
图2.不隔离双向DC-DC变换器的三种典型电路结构主电路原理图。其中 图(c)是双向升压式变换器主电路原理图，图(d)是双向降压式变换器主电路 原理图，图(e)是双向升降压式变换器主电路原理图。
图3.高频直流变压器构成主电路原理图。
图4.直流变压器构成单元示意图。其中图(f)为推挽电路，图(g)为半 桥电路，图(h)为全桥电路，图(i)为推挽正激电路，图(j)为双管正激电路， 图(k)为有源箝位正激电路，图(1)为不对称半桥电路。
图5.级联式双向DC-DC变换器的两种典型主电路原理图。其中，图(m) 为不隔离降压式(Buck)双向DC-DC变换器+全桥逆变/全桥整流和全桥整流 /全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联式双向DC-DC变换器主电路原理 图；图(n)为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器+推挽逆变/全波整 流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联式双向DC-DC变换 器主电路原理图。
图6.不隔离双向升压式DC-DC变换器主电路原理图。
图7.不隔离双向升压式(Boost)DC-DC变换器电感电流等电流电压波形。
图8.双向升压式DC-DC变换器等效模态图(采用电感电流iLIII交变工作 方式)。
图9.采用推挽电路和全桥电路构成的直流变压器主电路原理图。
图10.直流变压器工作原理波形。
图11.级联式双向DC-DC变换器的串并联结构主电路原理图。
本发明级联式双向DC-DC变换器，由相对独立的不隔离双向DC-DC变换 器与高频直流变压器两部分相互连接成级联结构式电路。其中，不隔离双向 DC-DC变换器可以为双向升压式(Boost)变换器，双向降压式(Buck)变换器， 双向升降压式(Buck/Boost)变换器等拓扑；直流变压器由高频逆变/整流电路连 于高频变压器原边，其副边与高频整流/逆变电路相连，其中高频整流/逆变单元 可以是全波整流/推挽逆变，全桥整流/全桥逆变，半桥整流/半桥逆变，推挽正激 整流/推挽正激逆变等结构构成，同样高频逆变/整流单元也可以是推挽逆变/全波 整流，全桥逆变/全桥整流，半桥逆变/半桥整流，推挽正激逆变/推挽正激整流 等结构。
附图说明
图1.级联式双向DC-DC变换器的结构框图。其中图(a)为不隔离双向变 换器和高频直流变压器级联，图(b)为高频直流变压器和不隔离双向变换器级 联。
图2.不隔离双向DC-DC变换器的三种典型电路结构主电路原理图。其中 图(c)是双向升压式变换器主电路原理图，图(d)是双向降压式变换器主电路 原理图，图(e)是双向升降压式变换器主电路原理图。
图3.高频直流变压器构成主电路原理图。
图4.直流变压器构成单元示意图。其中图(f)为推挽电路，图(g)为半 桥电路，图(h)为全桥电路，图(i)为推挽正激电路，图(j)为双管正激电路， 图(k)为有源箝位正激电路，图(1)为不对称半桥电路。
图5.级联式双向DC-DC变换器的两种典型主电路原理图。其中，图(m) 为不隔离降压式(Buck)双向DC-DC变换器+全桥逆变/全桥整流和全桥整流 /全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联式双向DC-DC变换器主电路原理 图；图(n)为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器+推挽逆变/全波整 流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联式双向DC-DC变换 器主电路原理图。
图6.不隔离双向升压式DC-DC变换器主电路原理图。
图7.不隔离双向升压式(Boost)DC-DC变换器电感电流等电流电压波形。
图8.双向升压式DC-DC变换器等效模态图(采用电感电流iLIII交变工作 方式)。
图9.采用推挽电路和全桥电路构成的直流变压器主电路原理图。
图10.直流变压器工作原理波形。
图11.级联式双向DC-DC变换器的串并联结构主电路原理图。
具体实施方式
图1是级联式双向DC-DC变换器的结构框图，由图1可知，级联式双向 DC-DC变换器是由不隔离双向DC-DC变换器与高频直流变压器相互连接而成。 即不隔离双向变换器和高频直流变压器级联，或者反过来，高频直流变压器和不 隔离双向变换器级联。
不隔离双向DC-DC变换器可为图2中的图(c)所示的双向升压式变换器， 图(d)所示的双向降压式变换器电路和图(e)所示的双向升降压式变换器等双 向变换拓扑。
高频直流变压器的组成如图3所示，即高频逆变/整流电路连于高频变压器 原边，高频变压器副边连于高频整流/逆变电路所构成。其中高频逆变/整流单元 和高频整流/逆变单元可以采用如图4所示的几种结构形式的电路。高频逆变/整 流单元和高频整流/逆变单元所连接的高频变压器的耦合关系，可以根据需要任 意选择配合。
采用图1所示的结构框图，图2所示的几种不隔离双向DC-DC变换拓扑， 图3所示的高频直流变压器的构成示意图和图4所示的直流变压器构成单元，可 以构成不同结构形式的级联式双向DC-DC变换器拓扑。图5所示的就是两种形 式的拓扑示意图。其中，图(m)为不隔离降压式(Buck)双向DC-DC变换 器+全桥逆变/全桥整流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联 式双向DC-DC变换器示意图；图(n)为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC 变换器+推挽逆变/全波整流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的 级联式双向DC-DC变换器示意图。下面以图(n)所示拓扑为例，说明其工作 原理。
不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器工作原理
级联式双向DC-DC变换器由两部分构成，这两部分的控制电路可以相互 独立，因此可以分别说明其工作原理。
把升压式(Boost)变换器的单向开关换成双向开关就构成了升压式(Boost) 双向DC-DC变换器。图6为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器，图 中以功率场效应管(Power MOSFET)代表双向开关。其中双向开关为具有双向 电流流动能力的有源可控开关，包括Power MOSFET，IGBT，CoolMOS，或将 来发明的类似开关，也可以是具有同样作用的复合开关结构。V1、V2为直流电 压源或直流有源负载。在升压式(Boost)双向DC-DC变换器中，电感L有三 种工作模式，图7为开关管控制信号和电感电流波形。
在第一种工作模式下，电感电流(iLI)恒大于零，能量由电压源V1流向电压 V2侧，是常规的升压式(Boost)变换器。开关管S1导通期间，电压V1加在 电感L1上，电感电流增加，开关管S1关断后，二极管D2导通续流，电感L1 上的电压为：V2-V1，电感电流减小。设开关管S1的导通占空比为D，由稳 态工作时电感L1上的正负“伏秒”面积相等可得：
第二种工作模式下，电感电流(iLII)恒小于零，能量由电压源V2流向电压 V1侧，是常规的降压式(Buck)变换器。开关管S2导通期间，电感L1上的电 压为：V2-V1，电感电流增加，开关管S2关断后，二极管D1导通续流，电压 V1加在电感L1上，电感电流减小。设开关管S2的导通占空比为(1-D)，由 稳态工作时L1上的正负“伏秒”面积相等可得：
V1＝(1-D)V2
第三种工作模式下，电感电流过零，当电感电流的平均值大于0时，能量 由电压源V1流向电压V2源，而电感电流的平均值小于0时，能量由电压源 V2流向电压源V1。能量由电压源V1流向电压源V2时有6个工作模态。等效 电路如图8所示。
[t0-t1]t0时刻前，二极管D1续流导通，t0时刻，开关管S1零电压导通。iL 在电压V1的作用下增大。
[t1-t2]t1时刻，电感电流过零，并经开关管S1增大，t2时刻电感电流iL达 到最大值iLmax。
[t2-t3]t2时刻，开关管S1关断，二极管D2自然续流，电感电流iL在电压 V2-V1作用下减小。
[t3-t4]t3时刻，开关管S2零电压导通，S2为同步整流工作方式。电感电流 通过S2给电容C和负载提供能量。
[t4-t5]t4时刻，电感电流在电压V2-V1的作用下过零，通过开关管S2反向 流动。
[t5-t6]t5时刻，开关管S2关断，电感电流达到最小值iLmin，此后二极管D1 续流，t6时刻零电压开通S1，开始下一个开关周期。
功率流反向时，工作模态是类似的，这里从略。
在这种工作模式下，设开关管S1的导通占空比为D，由稳态工作时电感L1 上的正负“伏秒”面积相等同样可以得到：V1＝(1-D)V2。
在这种工作模式下开关管S1、S2都是零电压开通(ZVS)，开关损耗小；二 极管D1、D2都是自然导通和关断的，没有反向恢复问题。因此通过合理设计电 感，使电路工作在第三种工作模式，可以实现电路的可靠高效工作。
直流变压器工作原理
直流变压器能将一种直流电压变换成与之成正比的另一种或多种直流电压。 通常直流变压器的开关管工作在固定占空比下，完成电压变换功能，不进行调压 控制。包括单向和双向两种类型。在双向直流变压器中，所用的开关管均为双向 开关。下面以图9所示拓扑为例说明其工作原理。在图9中，Llk为变压器的等 效漏电感，V1、V2为直流电压源或直流有源负载。
在图9所示拓扑中，开关管S3(S5、S8)和开关管S4(S6、S7)互补导通(留 有死区，以避免直通)，分别导通半个开关周期，这样等效占空比为1，故直流 变压器的变比就等于高频变压器的变比。图10为工作原理波形，其中Vgs3(Vgs5、 Vgs8)、Vgs4(Vgs6、Vgs7)为开关管控制信号，V4、V5为加在等效漏电感Llk两侧 的电压波形，VLlk为加在等效漏电感上的电压波形，iLlk为等效漏电感中的电流。 整个开关周期有6个开关模态，下面详细说明其工作原理。
[t0-t1]在t0时刻以前，变压器Tr磁复位，二极管D3处于续流状态，二极管 D5(D8)和二极管D6(D7)同时导通换流。t0时刻，开关管S3零电压(ZVS) 导通，漏感电流继续以Vm/Llk的斜率增长(设VLlk的幅值为Vm)，开关管S5(S8) 也由于二极管D5(D8)续流可以零电压(ZVS)导通。
[t1-t2]t1时刻，漏感电流iLlk达到负载电流值，电感Llk上施加的电压为0， 功率向电压V3侧传输，直到t2时刻开关管S3关断。
[t2-t3]t2时刻开关管S3在其输出结电容的缓冲下软关断，同时D4开始导通 给变压器磁复位。二极管D6(D7)和二极管D5(D8)同时导通换流，因此开关 管S5(S8)软关断。t3时刻，S4在二极管D4续流时零电压(ZVS)开通，开关 管S6(S7)也在二极管D6(D7)续流时零电压(ZVS)开通，变换器进入下半 个开关周期。下半周期的工作和上半周期的工作情形是对称的，这里从略。
图11所示的是本发明串并联结构的级联式双向DC-DC变换器的组成框图。 其中，可将不隔离双向DC-DC变换器组成并联或交错并联的结构形式；将高频 直流变压器组成并联、串联或多路输出/输入的结构形式；如图11中的图(o)、 图(p)和图(q)所示。
不隔离双向DC-DC变换器可为图2中的图(c)所示的双向升压式变换器， 图(d)所示的双向降压式变换器电路和图(e)所示的双向升降压式变换器等双 向变换拓扑。
高频直流变压器的组成如图3所示，即高频逆变/整流电路连于高频变压器 原边，高频变压器副边连于高频整流/逆变电路所构成。其中高频逆变/整流单元 和高频整流/逆变单元可以采用如图4所示的几种结构形式的电路。高频逆变/整 流单元和高频整流/逆变单元所连接的高频变压器的耦合关系，可以根据需要任 意选择配合。
采用图1所示的结构框图，图2所示的几种不隔离双向DC-DC变换拓扑， 图3所示的高频直流变压器的构成示意图和图4所示的直流变压器构成单元，可 以构成不同结构形式的级联式双向DC-DC变换器拓扑。图5所示的就是两种形 式的拓扑示意图。其中，图(m)为不隔离降压式(Buck)双向DC-DC变换 器+全桥逆变/全桥整流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的级联 式双向DC-DC变换器示意图；图(n)为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC 变换器+推挽逆变/全波整流和全桥整流/全桥逆变构成的直流变压器级联组成的 级联式双向DC-DC变换器示意图。下面以图(n)所示拓扑为例，说明其工作 原理。
不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器工作原理
级联式双向DC-DC变换器由两部分构成，这两部分的控制电路可以相互 独立，因此可以分别说明其工作原理。
把升压式(Boost)变换器的单向开关换成双向开关就构成了升压式(Boost) 双向DC-DC变换器。图6为不隔离升压式(Boost)双向DC-DC变换器，图 中以功率场效应管(Power MOSFET)代表双向开关。其中双向开关为具有双向 电流流动能力的有源可控开关，包括Power MOSFET，IGBT，CoolMOS，或将 来发明的类似开关，也可以是具有同样作用的复合开关结构。V1、V2为直流电 压源或直流有源负载。在升压式(Boost)双向DC-DC变换器中，电感L有三 种工作模式，图7为开关管控制信号和电感电流波形。
在第一种工作模式下，电感电流(iLI)恒大于零，能量由电压源V1流向电压 V2侧，是常规的升压式(Boost)变换器。开关管S1导通期间，电压V1加在 电感L1上，电感电流增加，开关管S1关断后，二极管D2导通续流，电感L1 上的电压为：V2-V1，电感电流减小。设开关管S1的导通占空比为D，由稳 态工作时电感L1上的正负“伏秒”面积相等可得：
第二种工作模式下，电感电流(iLII)恒小于零，能量由电压源V2流向电压 V1侧，是常规的降压式(Buck)变换器。开关管S2导通期间，电感L1上的电 压为：V2-V1，电感电流增加，开关管S2关断后，二极管D1导通续流，电压 V1加在电感L1上，电感电流减小。设开关管S2的导通占空比为(1-D)，由 稳态工作时L1上的正负“伏秒”面积相等可得：
V1＝(1-D)V2
第三种工作模式下，电感电流过零，当电感电流的平均值大于0时，能量 由电压源V1流向电压V2源，而电感电流的平均值小于0时，能量由电压源 V2流向电压源V1。能量由电压源V1流向电压源V2时有6个工作模态。等效 电路如图8所示。
[t0-t1]t0时刻前，二极管D1续流导通，t0时刻，开关管S1零电压导通。iL 在电压V1的作用下增大。
[t1-t2]t1时刻，电感电流过零，并经开关管S1增大，t2时刻电感电流iL达 到最大值iLmax。
[t2-t3]t2时刻，开关管S1关断，二极管D2自然续流，电感电流iL在电压 V2-V1作用下减小。
[t3-t4]t3时刻，开关管S2零电压导通，S2为同步整流工作方式。电感电流 通过S2给电容C和负载提供能量。
[t4-t5]t4时刻，电感电流在电压V2-V1的作用下过零，通过开关管S2反向 流动。
[t5-t6]t5时刻，开关管S2关断，电感电流达到最小值iLmin，此后二极管D1 续流，t6时刻零电压开通S1，开始下一个开关周期。
功率流反向时，工作模态是类似的，这里从略。
在这种工作模式下，设开关管S1的导通占空比为D，由稳态工作时电感L1 上的正负“伏秒”面积相等同样可以得到：V1＝(1-D)V2。
在这种工作模式下开关管S1、S2都是零电压开通(ZVS)，开关损耗小；二 极管D1、D2都是自然导通和关断的，没有反向恢复问题。因此通过合理设计电 感，使电路工作在第三种工作模式，可以实现电路的可靠高效工作。
直流变压器工作原理
直流变压器能将一种直流电压变换成与之成正比的另一种或多种直流电压。 通常直流变压器的开关管工作在固定占空比下，完成电压变换功能，不进行调压 控制。包括单向和双向两种类型。在双向直流变压器中，所用的开关管均为双向 开关。下面以图9所示拓扑为例说明其工作原理。在图9中，Llk为变压器的等 效漏电感，V1、V2为直流电压源或直流有源负载。
在图9所示拓扑中，开关管S3(S5、S8)和开关管S4(S6、S7)互补导通(留 有死区，以避免直通)，分别导通半个开关周期，这样等效占空比为1，故直流 变压器的变比就等于高频变压器的变比。图10为工作原理波形，其中Vgs3(Vgs5、 Vgs8)、Vgs4(Vgs6、Vgs7)为开关管控制信号，V4、V5为加在等效漏电感Llk两侧 的电压波形，VLlk为加在等效漏电感上的电压波形，iLlk为等效漏电感中的电流。 整个开关周期有6个开关模态，下面详细说明其工作原理。
[t0-t1]在t0时刻以前，变压器Tr磁复位，二极管D3处于续流状态，二极管 D5(D8)和二极管D6(D7)同时导通换流。t0时刻，开关管S3零电压(ZVS) 导通，漏感电流继续以Vm/Llk的斜率增长(设VLlk的幅值为Vm)，开关管S5(S8) 也由于二极管D5(D8)续流可以零电压(ZVS)导通。
[t1-t2]t1时刻，漏感电流iLlk达到负载电流值，电感Llk上施加的电压为0， 功率向电压V3侧传输，直到t2时刻开关管S3关断。
[t2-t3]t2时刻开关管S3在其输出结电容的缓冲下软关断，同时D4开始导通 给变压器磁复位。二极管D6(D7)和二极管D5(D8)同时导通换流，因此开关 管S5(S8)软关断。t3时刻，S4在二极管D4续流时零电压(ZVS)开通，开关 管S6(S7)也在二极管D6(D7)续流时零电压(ZVS)开通，变换器进入下半 个开关周期。下半周期的工作和上半周期的工作情形是对称的，这里从略。
图11所示的是本发明串并联结构的级联式双向DC-DC变换器的组成框图。 其中，可将不隔离双向DC-DC变换器组成并联或交错并联的结构形式；将高频 直流变压器组成并联、串联或多路输出/输入的结构形式；如图11中的图(o)、 图(p)和图(q)所示。
| 标题 | 发布/更新时间 | 阅读量 |
|---|---|---|
| 单相Cuk集成式升降压逆变器及控制方法、控制系统 | 2020-05-24 | 301 |
| 电容式能量存储单元、电容式能量存储模块、以及电容式能量存储系统 | 2020-05-24 | 703 |
| 一种基于开关电容的直流变换器 | 2020-05-26 | 875 |
| 一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路 | 2020-05-20 | 564 |
| 一种AC-DC变换系统 | 2020-05-12 | 265 |
| 一种ISIPOSOP型模块化DC-DC变换器及其组成方法和输出电压控制方法 | 2020-05-22 | 666 |
| 数字功率管理单元及管理方法 | 2020-05-15 | 232 |
| 一种单输入双接地半桥逆变器及其控制方法 | 2020-05-14 | 276 |
| 一种三轨电源生成装置 | 2020-05-25 | 1009 |
| 一种三轨电源生成装置 | 2020-05-19 | 144 |
高效检索全球专利专利汇是专利免费检索,专利查询,专利分析-国家发明专利查询检索分析平台，是提供专利分析，专利查询，专利检索等数据服务功能的知识产权数据服务商。
我们的产品包含105个国家的1.26亿组数据，免费查、免费专利分析。
分析报告
专利汇分析报告产品可以对行业情报数据进行梳理分析，涉及维度包括行业专利基本状况分析、地域分析、技术分析、发明人分析、申请人分析、专利权人分析、失效分析、核心专利分析、法律分析、研发重点分析、企业专利处境分析、技术处境分析、专利寿命分析、企业定位分析、引证分析等超过60个分析角度，系统通过AI智能系统对图表进行解读，只需1分钟，一键生成行业专利分析报告。
Cuk变换器热门专利
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈