荧光灯的调光控制装置与方法
阅读：421发布：2020-09-02
专利汇可以提供荧光灯的调光控制装置与方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提出 荧光 灯调光控制的一种 电路 结构和控制方法。 荧光灯 被半桥谐振逆变式 镇流器 驱动，镇流器工作于恒频恒占空比方式，其输入直流 电压 可变，改变镇流器的直流输入电压可以实现调光。可变直流电源可来自交流输入电源后接AC－DC变换器，或来自直流输入电源后接DC－DC变换器。，下面是荧光灯的调光控制装置与方法专利的具体信息内容。
1、一种荧光灯的调光控制装置，包括驱动荧光灯的电子镇流器，电 子镇流器的直流电源，其特征在于所述直流电源的输出电压是可调节的。
2、如权利要求1所述的装置，其特征在于所述电子镇流器由半桥式 谐振逆变器组成。
3、如权利要求1所述的装置，其特征在于所述直流电源由交流输入 电源以及AC-DC变换器组成，该变换器能提供可变直流输出电压。
4、如权利要求3所述的装置，其特征在于所述AC-DC变换器包括前 端二极管整流桥后接以下其中一种：(a)Flyback变换器，(b)Cuk变换器， (c)SEPIC变换器，(d)Shepherd-Taylor变换器和(e)boost变换器。
5、如权利要求4所述的装置，其特征在于所述变换器采用软开关。
6、如权利要求1所述的装置，其特征在于所述直流电源还包括直流 输入电源后接DC-DC变换器，该变换器为整流器提供可变DC电压。
7、如权利要求6所述的装置，其特征在于所述DC-DC变换器是降压 式变换器。
8、如权利要求6所述的装置，其特征在于所述DC-DC变换器是升压 式变换器。
9、如权利要求1所述的装置，其特征在于所述电子镇流器中含有两 个开关，其工作于软开关方式，开关频率恒定且略高于L-C谐振频率。
10、如权利要求9所述的装置，其特征在于所述开关的占空比恒定。
11、如权利要求10所述的装置，其特征在于所述开关的占空比略小 于0.5。
12、一种荧光灯的调光控制方法，其特征在于驱动荧关灯的电子镇流 器工作于恒频、恒占空比方式，镇流器的直流输入电压可变。
13、如权利要求12所述的方法，其特征在于所述直流电压的变化可 以通过调节前级AC-DC/DC-DC变换器的DC输出电压来实现，大约从 20V到340V，所述镇流器工作于恒频方式，占空比约为0.5。
14、如权利要求12所述的方法，其特征在于所述镇流器的逆变器中 的开关工作于软开关方式。
15、如权利要求12所述的方法，其特征在于所述直流输入电压的调 节可以通过控制前级交流输入端处的可控硅双向开关的导通角来实现。
技术领域
本发明是关于荧光灯电子镇流器的调光控制方法和设备的有关问 题，特别涉及到该设备和控制方法所带来的低电磁干扰和低开关应力的诸 多优点。
背景技术
作为住宅、商业和工业照明的节能措施，荧光灯高频电子镇流器正逐 渐被广泛采用。电子镇流器有许多优点，例如：提高效率，提高输出光度 和延长荧光灯的使用寿命。电子镇流器是开关模式功率电路，一般采用串 联谐振功率变换器。
图1绘出了传统的电子镇流器基本原理，在较高频率(通常为 25kHz～50kHz)下，谐振电容Cr上的电压将灯点亮。由于驱动电压频率较 高，灯几乎工作在连续导通状态下，这使得灯光质量好，而不会存在频闪 效应。
图2绘出了半桥串联谐振逆变器用作电子镇流器的传统实施方案。在 此方案中，S1和S2为互补开关(即：S1开通则S2断开，反之亦然)。如 果Y点的电势作为零电压参考点，则Vxy等于±Vdc/2，其中Vdc为镇流器的 直流输入电压，它来自AC-DC整流器(电源为交流)或来自DC-DC变换 器(电源为直流)。下面绘出了图2电路的工作过程。
两个电容器C的容值要比谐振电容Cr大得多，它们各自提供Vdc/2的 稳定直流电压。S1、S2的开关频率fsw要比谐振频率 略 高，这样负载呈现电感性。如果电感电流iLr是连续的，则S1、S2能实现 零电压开通。零电压开关可降低开关损耗和减小来自开关的电磁干扰。若 再加入小电容Cs1和Cs2(图2所示)，只要电感电流iLr是连续的，则S1、 S2也可实现零电压关断。
图2所示的串联谐振变换器是非常普遍的。之所以如此，是因为这种 电路设计可用于驱动多个灯管，变压器原边接在X、Y点间，多个变压器 副边用于驱动多个谐振环和灯管。这种灵活性极大地降低了每个灯管所对 应的电子镇流器的费用。
当图2电路用于调光控制时，会出现一定困难。许多电子镇流器常保 持恒定的DC电压，而为了控制输出光强，则采用调光控制。在这种类型 的镇流器中，常采用占空比调节或开关频率调节两种方法来实现调光。
第一种调光方法是控制开关S1、S2的导通占空比(d)。S1、S2的理 想导通占空比为0.5，但为了防止S1、S2的直通，占空比应略小于0.5， 以便有足够的死区时间。图3绘出了S1、S2的驱动波形。控制两个开关 的导通和关断的时刻即能控制串联谐振电路的输入电压。这种控制方法不 是没有缺点的，特别是在低占空比情形下，谐振电路的输入电压很低，所 带来的缺点如下所述。
图2电路的主要优势是开关的零电压开通和关断，从而显著地降低 EMI和开关管的开关应力。但是当占空比太小，使得电感电流不连续时， 零电压开关条件不满足而使开关承受开关应力，EMI增加，开关可靠性 降低。这一点可从变换器的工作模式分析中看出。图4着重绘出了主要电 流流向。
图4(a)所示为第一阶段，S1通S2断时的情形，主要电流流向用黑体 标出。图4(b)为第二阶段，S1、S2都断开，CS2放电，CS1被充电到VDC。 当CS2放完电后，S2的反并联二极管将导通。图4(c)为第三阶段，S1、 S2仍然断开，S2的反并联二极管的导通使得S2上的电压为零。这之后 若开通S2，并且电感电流连续，则S2为零电压开通。但是，如果占空比 太小，则在S2再次开通之前，电感电流会减小为零，如图4(d)示。如果 在S2再次开通之前电感电流减小为零，则CS2的电压上升，开关S2上 的电压不为零。当S2再次开通时，CS2上的储能会在S2中释放，引起 较大的放电电流和开关损耗以及开关应力。
图4(e)为S2开通S1断开，电感电流变负的阶段。当两个开关再次全 部断开时，S1的反并联二极管将导通，使得S1上的电压为零。同样，当 占空比不是太小，S1可实现零电压开通。但是，当占空比很小时，电感 电流减小为零之后S1才被开通，使得S1上的电压在开通时不等于零。 这样出现上述S2所遇的同样问题，如图4(h)所示。
总之，调节占空比实现调光控制的方法，在电感电流连续时可实现“零 电压开关”。但若占空比减小太大使得电感电流断续，则是“非零电压开 关”，随之而来的是较高的EMI辐射和较大的开关应力等的缺点。
改变开关频率是另外一种调光方法。当开关频率增加，则电感感抗增 大，从而电感电流减小。这使得荧光灯的输出可通过改变开关频率来调 节，图5绘出了4脚40W的荧光灯的输出功率同开关频率间的关系。可 以看出，灯的输出功率，即光的强度，随开关频率的增大而减小。
调频而实现调光的方法有自己的诸多不足，这包括：
1、变频控制比恒频控制要更复杂和更昂贵；
2、如果逆变器不是软开关操作，则逆变器的开关损耗会增加，从而 降低系统效率；
3、为了将灯调到低功率输出，开关频率范围可能会很大(例如： 25kHz～65kHz)，而实际上磁心的频率范围、门极驱动电路和电子控制电 路会限制调光频率范围；
4、在整个调频范围内实现软开关是比较困难的。尤其是在低载下， 软开关不能实现，开关应力较大。硬开关期间的噪声是EMI的主要来源；
5、如果开关频率范围小则功率调节范围小。典型的负载调节范围是 25％～100％。
图1绘出了传统的电子镇流器基本原理，在较高频率(通常为 25kHz～50kHz)下，谐振电容Cr上的电压将灯点亮。由于驱动电压频率较 高，灯几乎工作在连续导通状态下，这使得灯光质量好，而不会存在频闪 效应。
图2绘出了半桥串联谐振逆变器用作电子镇流器的传统实施方案。在 此方案中，S1和S2为互补开关(即：S1开通则S2断开，反之亦然)。如 果Y点的电势作为零电压参考点，则Vxy等于±Vdc/2，其中Vdc为镇流器的 直流输入电压，它来自AC-DC整流器(电源为交流)或来自DC-DC变换 器(电源为直流)。下面绘出了图2电路的工作过程。
两个电容器C的容值要比谐振电容Cr大得多，它们各自提供Vdc/2的 稳定直流电压。S1、S2的开关频率fsw要比谐振频率 略 高，这样负载呈现电感性。如果电感电流iLr是连续的，则S1、S2能实现 零电压开通。零电压开关可降低开关损耗和减小来自开关的电磁干扰。若 再加入小电容Cs1和Cs2(图2所示)，只要电感电流iLr是连续的，则S1、 S2也可实现零电压关断。
图2所示的串联谐振变换器是非常普遍的。之所以如此，是因为这种 电路设计可用于驱动多个灯管，变压器原边接在X、Y点间，多个变压器 副边用于驱动多个谐振环和灯管。这种灵活性极大地降低了每个灯管所对 应的电子镇流器的费用。
当图2电路用于调光控制时，会出现一定困难。许多电子镇流器常保 持恒定的DC电压，而为了控制输出光强，则采用调光控制。在这种类型 的镇流器中，常采用占空比调节或开关频率调节两种方法来实现调光。
第一种调光方法是控制开关S1、S2的导通占空比(d)。S1、S2的理 想导通占空比为0.5，但为了防止S1、S2的直通，占空比应略小于0.5， 以便有足够的死区时间。图3绘出了S1、S2的驱动波形。控制两个开关 的导通和关断的时刻即能控制串联谐振电路的输入电压。这种控制方法不 是没有缺点的，特别是在低占空比情形下，谐振电路的输入电压很低，所 带来的缺点如下所述。
图2电路的主要优势是开关的零电压开通和关断，从而显著地降低 EMI和开关管的开关应力。但是当占空比太小，使得电感电流不连续时， 零电压开关条件不满足而使开关承受开关应力，EMI增加，开关可靠性 降低。这一点可从变换器的工作模式分析中看出。图4着重绘出了主要电 流流向。
图4(a)所示为第一阶段，S1通S2断时的情形，主要电流流向用黑体 标出。图4(b)为第二阶段，S1、S2都断开，CS2放电，CS1被充电到VDC。 当CS2放完电后，S2的反并联二极管将导通。图4(c)为第三阶段，S1、 S2仍然断开，S2的反并联二极管的导通使得S2上的电压为零。这之后 若开通S2，并且电感电流连续，则S2为零电压开通。但是，如果占空比 太小，则在S2再次开通之前，电感电流会减小为零，如图4(d)示。如果 在S2再次开通之前电感电流减小为零，则CS2的电压上升，开关S2上 的电压不为零。当S2再次开通时，CS2上的储能会在S2中释放，引起 较大的放电电流和开关损耗以及开关应力。
图4(e)为S2开通S1断开，电感电流变负的阶段。当两个开关再次全 部断开时，S1的反并联二极管将导通，使得S1上的电压为零。同样，当 占空比不是太小，S1可实现零电压开通。但是，当占空比很小时，电感 电流减小为零之后S1才被开通，使得S1上的电压在开通时不等于零。 这样出现上述S2所遇的同样问题，如图4(h)所示。
总之，调节占空比实现调光控制的方法，在电感电流连续时可实现“零 电压开关”。但若占空比减小太大使得电感电流断续，则是“非零电压开 关”，随之而来的是较高的EMI辐射和较大的开关应力等的缺点。
改变开关频率是另外一种调光方法。当开关频率增加，则电感感抗增 大，从而电感电流减小。这使得荧光灯的输出可通过改变开关频率来调 节，图5绘出了4脚40W的荧光灯的输出功率同开关频率间的关系。可 以看出，灯的输出功率，即光的强度，随开关频率的增大而减小。
调频而实现调光的方法有自己的诸多不足，这包括：
1、变频控制比恒频控制要更复杂和更昂贵；
2、如果逆变器不是软开关操作，则逆变器的开关损耗会增加，从而 降低系统效率；
3、为了将灯调到低功率输出，开关频率范围可能会很大(例如： 25kHz～65kHz)，而实际上磁心的频率范围、门极驱动电路和电子控制电 路会限制调光频率范围；
4、在整个调频范围内实现软开关是比较困难的。尤其是在低载下， 软开关不能实现，开关应力较大。硬开关期间的噪声是EMI的主要来源；
5、如果开关频率范围小则功率调节范围小。典型的负载调节范围是 25％～100％。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于为荧光灯提供一种功率输出控制的 方法，其中包括用电子镇流器来驱动荧光灯，输入电源为电子镇流器提供 直流输入，以及改变电子镇流器的直流输入的控制方法。
电子镇流器的直流输入电源由AC交流输入以及可变压的AC-DC变 换器组成。变换器前端为二极管整流桥，后续可选为以下其一： (a)Flyback，(b)Cuk，(c)SEPIC，(d)Shepherd-Taylor和(e)boost等。本变换 器若能采用软开关则最好。
电子镇流器的直流输入电源另外一种实现方案是DC输入后接可变 压的DC-DC变换器。变换器可为降压式或升-降压式变换器。
电子镇流器为半桥式串联谐振逆变器，包含两个工作于恒频(频率略 高于谐振频率)和软开关模式的功率开关。两开关的导通占空比是恒定 的，接近0.5，保留较小的死区时间以消除开关的直通。
本发明提供一种荧光灯的调光控制装置，包括驱动荧光灯的电子镇流 器，电子镇流器的直流电源，特征在于所述直流电源的输出电压是可调节 的。
所述电子镇流器可由半桥式谐振逆变器组成。
所述直流电源可由交流输入电源以及AC-DC变换器组成，该变换器 能提供可变直流输出电压。
所述AC-DC变换器包括前端二极管整流桥后可接以下其中一种： (a)Flyback变换器，(b)Cuk变换器，(c)SEPIC变换器，(d)Shepherd-Taylor 变换器和(e)boost变换器等。
所述变换器采用软开关。
所述直流电源还可包括直流输入电源后接DC-DC变换器，该变换器 为整流器提供可变DC电压。
所述DC-DC变换器可以是降压式变换器。
所述DC-DC变换器可以是升压式变换器。
所述电子镇流器中含有两个开关，其可工作于软开关方式，开关频率 恒定且略高于L-C谐振频率。
所述开关的占空比恒定。
所述开关的占空比略小于0.5。
本发明提供一种荧光灯的调光控制方法，包括驱动荧关灯的电子镇流 器工作于恒频、恒占空比方式，镇流器的直流输入电压可变。
所述直流电压的变化可以通过调节前级AC-DC/DC-DC变换器的DC 输出电压来实现，大约从20V到340V，所述镇流器工作于恒频方式，占 空比约为0.5。
所述镇流器的逆变器中的开关可工作于软开关方式。
所述直流输入电压的调节可以通过控制前级交流输入端处的可控硅 双向开关的导通角来实现。
本发明所带来的有益效果为，通过调节变换器的DC输出电压，从而 具有从100％到几个百分点宽广的调光范围，同时逆变器中的开关工作于 软开关方式，从而开关损耗小，EMI被抑制，同时，本发明可使后级逆 变器中的功率器件和无源器件具有较小的电压定额，从而镇流器的制造费 用可以减小。
附图说明
图1绘出了传统的电子镇流器中基本的串联谐振逆变器的电路原理 图；
图2绘出了传统的电子镇流器中基本的半桥式串联谐振逆变器的电 路原理图；
图3绘出了图2所示的镇流器中开关的门极驱动信号；
图4(a)-(h)依次绘出了图2所示的镇流器的工作模式，主要电流方向 用黑体表示；
图5绘出了调频控制时，灯输出功率同开关频率间的关系；
图6绘出了本发明所对应的电子镇流器的第一实施方案；
图7绘出了本发明所对应的电子镇流器的第二实施方案；
图8绘出了灯输出功率同变换器输出直流电压间的函数关系；
图9绘出了本发明所用的一种AC-DC变换器的原理图；
图10(a)-(b)绘出了图9所示变换器的两个拓扑图；
图11绘出了本发明所用的另一种AC-DC变换器的原理图；
图12绘出了图11所示变换器中开关电流和输入相电流的典型波形；
图13绘出了本发明所用的DC-DC变换器的一种形式；
图14绘出了本发明所用的DC-DC变换器的另一种形式。
电子镇流器的直流输入电源由AC交流输入以及可变压的AC-DC变 换器组成。变换器前端为二极管整流桥，后续可选为以下其一： (a)Flyback，(b)Cuk，(c)SEPIC，(d)Shepherd-Taylor和(e)boost等。本变换 器若能采用软开关则最好。
电子镇流器的直流输入电源另外一种实现方案是DC输入后接可变 压的DC-DC变换器。变换器可为降压式或升-降压式变换器。
电子镇流器为半桥式串联谐振逆变器，包含两个工作于恒频(频率略 高于谐振频率)和软开关模式的功率开关。两开关的导通占空比是恒定 的，接近0.5，保留较小的死区时间以消除开关的直通。
本发明提供一种荧光灯的调光控制装置，包括驱动荧光灯的电子镇流 器，电子镇流器的直流电源，特征在于所述直流电源的输出电压是可调节 的。
所述电子镇流器可由半桥式谐振逆变器组成。
所述直流电源可由交流输入电源以及AC-DC变换器组成，该变换器 能提供可变直流输出电压。
所述AC-DC变换器包括前端二极管整流桥后可接以下其中一种： (a)Flyback变换器，(b)Cuk变换器，(c)SEPIC变换器，(d)Shepherd-Taylor 变换器和(e)boost变换器等。
所述变换器采用软开关。
所述直流电源还可包括直流输入电源后接DC-DC变换器，该变换器 为整流器提供可变DC电压。
所述DC-DC变换器可以是降压式变换器。
所述DC-DC变换器可以是升压式变换器。
所述电子镇流器中含有两个开关，其可工作于软开关方式，开关频率 恒定且略高于L-C谐振频率。
所述开关的占空比恒定。
所述开关的占空比略小于0.5。
本发明提供一种荧光灯的调光控制方法，包括驱动荧关灯的电子镇流 器工作于恒频、恒占空比方式，镇流器的直流输入电压可变。
所述直流电压的变化可以通过调节前级AC-DC/DC-DC变换器的DC 输出电压来实现，大约从20V到340V，所述镇流器工作于恒频方式，占 空比约为0.5。
所述镇流器的逆变器中的开关可工作于软开关方式。
所述直流输入电压的调节可以通过控制前级交流输入端处的可控硅 双向开关的导通角来实现。
本发明所带来的有益效果为，通过调节变换器的DC输出电压，从而 具有从100％到几个百分点宽广的调光范围，同时逆变器中的开关工作于 软开关方式，从而开关损耗小，EMI被抑制，同时，本发明可使后级逆 变器中的功率器件和无源器件具有较小的电压定额，从而镇流器的制造费 用可以减小。
附图说明
图1绘出了传统的电子镇流器中基本的串联谐振逆变器的电路原理 图；
图2绘出了传统的电子镇流器中基本的半桥式串联谐振逆变器的电 路原理图；
图3绘出了图2所示的镇流器中开关的门极驱动信号；
图4(a)-(h)依次绘出了图2所示的镇流器的工作模式，主要电流方向 用黑体表示；
图5绘出了调频控制时，灯输出功率同开关频率间的关系；
图6绘出了本发明所对应的电子镇流器的第一实施方案；
图7绘出了本发明所对应的电子镇流器的第二实施方案；
图8绘出了灯输出功率同变换器输出直流电压间的函数关系；
图9绘出了本发明所用的一种AC-DC变换器的原理图；
图10(a)-(b)绘出了图9所示变换器的两个拓扑图；
图11绘出了本发明所用的另一种AC-DC变换器的原理图；
图12绘出了图11所示变换器中开关电流和输入相电流的典型波形；
图13绘出了本发明所用的DC-DC变换器的一种形式；
图14绘出了本发明所用的DC-DC变换器的另一种形式。
具体实施方式
在本发明中，变换器的DC输出电压可变，调节DC输出电压，可得 到平滑良好的荧光灯调光控制。由图6看出，在输入电源和半桥逆变器之 间是功率变换器，为半桥逆变器提供可变的直流输入电压。图6中为交流 输入电源，所以变换器是AC-DC变换器，图7中为直流输入电源，所以 变换器是DC-DC变换器。
在本发明中，为了控制灯的输出电压，前端变换器的直流输出电压 VDC是可控制的。为了确保宽广的功率调节范围和软开关所需的电感电流 连续的条件，半桥逆变器的开关的占空比保持恒定(接近0.5)。并且这也 使控制简单。变换器的开关频率也是恒定的，这样便于L-C谐振环的优 化设计。
如图6所示，如果输入电源是AC电源，则前端变换器为AC-DC变 换器。适合的AC-DC变换器包括：(a)二极管桥式整流后接Flyback变换 器，(b)二极管桥式整流后接Cuk变换器，(c)二极管桥式整流后接SEPIC 变换器，(d)二极管桥式整流后接Shepherd-Taylor变换器和(e)二极管桥 式整流后接boost变换器等。并且，为了进一步减小EMI，最好在前端变 换器中引入软开关措施。
通过控制VDC而调光的方法有一个显著的优点，即灯的输出功率随 VDC的减小而光滑地线性减小。图8绘出了4脚40W的荧光灯在恒占空比 恒频率情形下的输出功率同VDC间的实验和仿真波形，可以看出两者间的 线性关系使得调光控制变得简单方便。
图9绘出了前端变换器为SEPIC时的实现方案。在这个方案中，半 桥谐振电子镇流器有10(a)如SEPIC的负载。SEPIC包括一个可控开关S 和不可控开关D，可控开关S可选为MOSFET、BJT、IGBT等。为了免 用较大的输入滤波器，变换器应工作于连续导电模式。在一个开关周期 中，变换器有两个对应的拓扑，如图10所示。图10(a)绘出了第一拓扑， S开通D反偏关断，电感L1和L2中的电流iL1和iL2增加。当iL1增加到设 定的阈值时，S将被关断，从而进入第二拓扑，S关断D正偏开通如10(b) 示。输出电容Co被电感L1、L2两者的电流充电。
通过PWM控制，SEPIC的输入电流跟随全波整流后的正弦输入电压 Vg而变化。本技术中，电流成型反馈环中参考信号iref同Vg成正比。输入 电流被检测并同参考信号作比较，其误差被电流环放大器Ai放大后再被 锯齿波调制。为了减小检测电流同参考电流间的误差，S的占空比是可调 的。从而，SEPIC的输出电压实际上被参考电流iref所控制。在电压反馈 环中，需要一个乘法电路，和一个误差放大器Ke(如：比例-积分电路)， 来处理输出电压Vout和参考电压Vref间的误差。电压反馈环的输出作为乘法 器的一个输入，从而Vout跟随Vref的变化。
图11绘出了AC-DC前端变换器的另一种实现方案，该方案中，采用 反激变换器。AC输入电压Vs经过整流后送到反激变换器，如果反激变换 器工作于断续方式，则电感电流的包络线跟随整流后的电压波形。输入 L-C滤波器减小电流纹波，从而输入相电流同AC输入电压同相，如图12 所示。若开关频率很高，如20kHz～100kHz，则电流纹波可以忽略不计。
如图7所示，如果输入的电源是DC电源，则前端变换器为DC-DC 变换器。适合的DC-DC变换器的选择依赖于输入电压的大小，可以采用 升压式或降压式。图13和图14绘出了可行的前端DC-DC变换器，其中 图13为降压式变换器(buck)，图14为升降压式变换器(Flyback)。
可以看出在本发明中，镇流器的前端变换器提供可变的直流电压。前 端变换器可选为带功率因子校正功能的AC-DC变换器(最好还是软开 关)，当输入为直流电源时，也可选为DC-DC变换器。前端变换器的直流 输出电压提供给软开关的半桥式L-C谐振逆变器。荧光灯并接在谐振电 容上。逆变器的两个开关恒频动作，开关频率略高于L-C谐振环的谐振 频率。同时，为了保证在较大的调功范围内实现软开关，逆变器的两个互 补开关应该具有较大的占空比。
为了调节灯的亮度，调节前端变换器的DC输出电压即可调节灯的输 出功率，如额定DC输出电压对应灯的满功率，低DC电压对应低的灯输 出功率。这使得逆变器在整个调功范围内保持连续的电感电流，实现软开 关，从而降低逆变桥中的EMI辐射。若前端AC-DC或DC-DC变换器带 有功率因子校正和软开关功能，则本发明所述镇流器具有很低的传导及辐 射EMI，很低的开关损耗和开关应力，高可靠性等的优点。本发明可用 于单个灯或多个灯并用系统。
在本发明中，为了控制灯的输出电压，前端变换器的直流输出电压 VDC是可控制的。为了确保宽广的功率调节范围和软开关所需的电感电流 连续的条件，半桥逆变器的开关的占空比保持恒定(接近0.5)。并且这也 使控制简单。变换器的开关频率也是恒定的，这样便于L-C谐振环的优 化设计。
如图6所示，如果输入电源是AC电源，则前端变换器为AC-DC变 换器。适合的AC-DC变换器包括：(a)二极管桥式整流后接Flyback变换 器，(b)二极管桥式整流后接Cuk变换器，(c)二极管桥式整流后接SEPIC 变换器，(d)二极管桥式整流后接Shepherd-Taylor变换器和(e)二极管桥 式整流后接boost变换器等。并且，为了进一步减小EMI，最好在前端变 换器中引入软开关措施。
通过控制VDC而调光的方法有一个显著的优点，即灯的输出功率随 VDC的减小而光滑地线性减小。图8绘出了4脚40W的荧光灯在恒占空比 恒频率情形下的输出功率同VDC间的实验和仿真波形，可以看出两者间的 线性关系使得调光控制变得简单方便。
图9绘出了前端变换器为SEPIC时的实现方案。在这个方案中，半 桥谐振电子镇流器有10(a)如SEPIC的负载。SEPIC包括一个可控开关S 和不可控开关D，可控开关S可选为MOSFET、BJT、IGBT等。为了免 用较大的输入滤波器，变换器应工作于连续导电模式。在一个开关周期 中，变换器有两个对应的拓扑，如图10所示。图10(a)绘出了第一拓扑， S开通D反偏关断，电感L1和L2中的电流iL1和iL2增加。当iL1增加到设 定的阈值时，S将被关断，从而进入第二拓扑，S关断D正偏开通如10(b) 示。输出电容Co被电感L1、L2两者的电流充电。
通过PWM控制，SEPIC的输入电流跟随全波整流后的正弦输入电压 Vg而变化。本技术中，电流成型反馈环中参考信号iref同Vg成正比。输入 电流被检测并同参考信号作比较，其误差被电流环放大器Ai放大后再被 锯齿波调制。为了减小检测电流同参考电流间的误差，S的占空比是可调 的。从而，SEPIC的输出电压实际上被参考电流iref所控制。在电压反馈 环中，需要一个乘法电路，和一个误差放大器Ke(如：比例-积分电路)， 来处理输出电压Vout和参考电压Vref间的误差。电压反馈环的输出作为乘法 器的一个输入，从而Vout跟随Vref的变化。
图11绘出了AC-DC前端变换器的另一种实现方案，该方案中，采用 反激变换器。AC输入电压Vs经过整流后送到反激变换器，如果反激变换 器工作于断续方式，则电感电流的包络线跟随整流后的电压波形。输入 L-C滤波器减小电流纹波，从而输入相电流同AC输入电压同相，如图12 所示。若开关频率很高，如20kHz～100kHz，则电流纹波可以忽略不计。
如图7所示，如果输入的电源是DC电源，则前端变换器为DC-DC 变换器。适合的DC-DC变换器的选择依赖于输入电压的大小，可以采用 升压式或降压式。图13和图14绘出了可行的前端DC-DC变换器，其中 图13为降压式变换器(buck)，图14为升降压式变换器(Flyback)。
可以看出在本发明中，镇流器的前端变换器提供可变的直流电压。前 端变换器可选为带功率因子校正功能的AC-DC变换器(最好还是软开 关)，当输入为直流电源时，也可选为DC-DC变换器。前端变换器的直流 输出电压提供给软开关的半桥式L-C谐振逆变器。荧光灯并接在谐振电 容上。逆变器的两个开关恒频动作，开关频率略高于L-C谐振环的谐振 频率。同时，为了保证在较大的调功范围内实现软开关，逆变器的两个互 补开关应该具有较大的占空比。
为了调节灯的亮度，调节前端变换器的DC输出电压即可调节灯的输 出功率，如额定DC输出电压对应灯的满功率，低DC电压对应低的灯输 出功率。这使得逆变器在整个调功范围内保持连续的电感电流，实现软开 关，从而降低逆变桥中的EMI辐射。若前端AC-DC或DC-DC变换器带 有功率因子校正和软开关功能，则本发明所述镇流器具有很低的传导及辐 射EMI，很低的开关损耗和开关应力，高可靠性等的优点。本发明可用 于单个灯或多个灯并用系统。
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