在开关式功率变换器领域中，经常要使用脉冲宽度调制 (PWM)电路。一个电压或电流是通过改变一个或多个通常在恒定 频率下动作的开关的脉冲宽度(或占空比)来控制的。
其它变换器即是通常所说的谐振电路。这些电路具有一个大的 谐振回路，并改变该谐振回路的激励频率来调整电压或电流。还有 一些具有能提供电流或电压限制功能的小谐振网络的准谐振变换 器。调整功能通常是通过频率调制(FM)来实现的。
此外，变换器还有另一类，即通常所说的软开关变换器。这些 类型在提供恒定频率PWM似控制时，使用多个(2个或更多)开 关和小谐振网络来实现电流或电压限制功能。
这些变换器的其它类别是设计来克服PWM中的一些问题的， 但它们自身也显示出很多缺点。特别地，在低中档开关频率下，其 效率低于相应PWM电路的效率。PWM电路和其它类别中的一些 电路有以下两个关键问题。
问题1：在开关接通的过程中，开关式功率变换器中的二极管 反向恢复会在开关装置中造成比较高的峰值电流和功率应力 (stress)，从而在该开关装置中引起比较高的平均功率损耗。在接 通过程中还会产生显著的电磁干扰(EMI)，这被认为造成了较低 的总体效率。
图1表示了现有技术缓冲器的一种类型，是一个增压电路中的 耗散电流缓冲器。该缓冲器的元件用粗线画出，其反向恢复电流的 路径用一个箭头表示。该缓冲器能用来解决上述问题中的大部分， 但会将存储在该缓冲器电感中的能量传送到一个缓冲器电阻。这会 引起功率损失，从而总体效率仍然较低。实际上，在该缓冲器电阻 中的功率损失与开关装置中产生的功率损失减少可以相比，因此， 该开关式变换器的总体效率没有得到改进。
图2表示了现有技术缓冲器的另一种类型，这是一个无耗散电 流缓冲器。该所示的缓冲器确实解决了上述问题的各个方面，但却 又产生了另一个问题。通过将存储在该缓冲器电感中的能量传送回 电源，总体效率得到了提高。不过，在这样操作时，会在其开关装 置中产生一个相对高的峰值电压应力。这是由该缓冲器在其开关和 箝位电压之间附加的漏电感引起的。
问题2：在断开开关装置时存在的感应负载会在该开关装置中 引起相对高的峰值功率应力以及一个在该开关装置中相应而生的高 的平均功率损失，这会导致较低的总体效率。
现有技术未能提供一种解决这一问题的电流缓冲器。
还有另一个与现有技术有关的问题是，现有技术也未能提供一 种元件数目相对较少的组合的电流和电压缓冲器。
发明的目的
本发明的一个目的是克服至少一个现有技术中存在的问题。
本发明的另一个目的是提供一种供功率变换器使用的电流缓冲 器和/或电流和电压缓冲器。 发明的技术方案
本发明是以这样一条原则为基础的，该原则就是在一个功率变 换器的开关装置的开关动作过程中，将存储在各元件中的能量传送 回至少一个与功率变换器有关的能量存储元件。该能量存储元件可 以在该功率变换器的电路中，在其输入和/或其输出处，或它们的 组合。
本发明设想，以一种方式，通过在各元件和功率变换器的储能 元件之间的基本直接的连接来回收从各元件来的能量或在各元件中 的能量。
储能元件可以是任何形式的储能元件。连接最好是通过连接一 个传导元件，该传导元件适于在各元件和存储元件间至少在一个方 向导通。最好使用一个二极管或金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)作为传导元件。尽管它们并不是唯一一种可考虑采用 的传导元件。
本发明是基于能实现最好将元件或一个缓冲器插入一个功率变 换器，或加入一个功率变换器的常规元件中，从而在开关装置的开 关过程中来控制，包括限制或降低，电流和/或电压的上升速率， 并且在该元件中存储能量并回收到能量存储元件。通过直接连接实 现的能量回收减轻了在开关元件中的高峰值电压应力，因为以直接 连接方式将所储能量传送到储能元件起到了箝位、去除、降低或基 本消除一个附加电压的作用，否则该附加电压会引起高的峰值电压 应力。
该控制组件或缓冲器最好与呈现反向恢复的功率变换器元件串 联布置或与该元件直接连接。这个功率变换器元件可以是一个二极 管。
本发明有利地在一个功率变换器中加入了一个或多个组件，这 些组件可以是电感、电容、二极管、电阻，或以上这些的组合，这 些组件在开关装置接通时能起到基本限制或降低通过该开关装置的 电流的上升速率，和/或在开关装置断开时限制或降低在开关装置 两端的电压的上升速率。与以前的技术中发生的情况不同，现在的 限制作用基本不需要通过消耗存储在限制元件中的能量来实现，所 存储的能量反而能通过与该变换器有关的储能装置的连接来回收。 部分或基本上所有存储能量的回收使得一个采用了本发明的功率变 换器的效率能得到提高。因为将所存储的能量回收到存储元件中， 故组成缓冲器的元件和/或缓冲器本身可以认为是基本上无耗散或 无损耗的。
本发明提供在一个功率变换器中，沿着一个回路包括一个开关 装置，一个呈现反向恢复的二极管，和一个用于控制电流的上升速 率的装置，
其改进措施包括将该控制装置与一个储能装置相连接。
这种连接，在一种形式上，可以认为是直接的，并用一个二极 管或其它合适的元件实现。
具有更进一步特性的电流和电压缓冲器组合可以通过向上面公 开的(仅)电流缓冲器的实施例中补充至少一个额外的电容元件来 实现。
该附加电容装置用在电压组缓冲中。增加一个电容能实现对变 换器开关装置两端的电压的上升速率进行控制或限制作用。电流缓 冲器以及电流和电压缓冲器两者都利用了上面公开的比较直接的连 接的特征。开关装置两端的电压上升速率的附加控制或限制可以通 过电容元件来实现。使用(仅)电流缓冲器中的直接连接来回收存 储于电容元件中的能量。将这两个基本上无损耗的缓冲器组合进一 个电路中就解决了上面提出的问题，而且比起现有技术的解决办法 来，只用了较少的组件。本发明的第二个实施例说明这个电流和电 压组合缓冲器。
由于直接连接特征，所以与现有技术的非耗散电流缓冲器电路 相比，在本发明的电路结构中只有一个相对减少的或受到限制的峰 值电压应力，从而有较低电压和/或较高效率的开关装置。因为在 根据本发明的电路中使用的组件数目减少了，因此还可以满足节省 成本的要求。
本发明还提供了一种改进的，用于在一个功率变换器中在二极 管反向恢复期间控制电流变化速率的电流缓冲器电路，该电路包 括：
以与在该功率变换器中已有的具有反向恢复的二极管相串联的 形式插入的一个电感元件，以这样的方式，通过在该已有二极管的 一端和该电感元件的一端之间直接相连的这样一个电感元件就可以 在反向恢复过程中限制二极管电流的变化速率；
在该电感元件和已有的二极管的串联连接的两个外部端之间连 接两个本身串联的二极管，从而以相同的极性形成了一条可交替的 或并行的电流通路；以及
在这两个串联二极管的连接点和该电感元件与已有二极管的连 接点之间连接的一个电容元件，以便于在反向恢复结束后接收从该 电感元件经过该互连二极管而来的能量，同时便于在该已有二极管 重新导通前通过两个二极管将能量回送到该功率变换器。
下面参照附图来说明本发明的最佳实施例。
在每幅图中，缓冲器的元件以粗线画出，而反向恢复电流的路 径以一个箭头表示。
图1和图2表示的是应用于增压变换器的现有技术电路结构；
图3示出一个具有基本无损耗电流缓冲器的增压电路；
图4表示图3电路的时序波形图；
图5a是一个根据第二个实施例，包括了一个基本无损耗电流 和电压缓冲器的增压电路。该实施例实质上使用了一个附加电容， 从而在图3的缓冲器基础上进一步实现了电压缓冲作用；
图5b表示了一个包括一个图5a的基本无损耗电流和电压缓冲 器的增压电路，其中插入了一个附加二极管以防止在部分开关周期 中出现连续振荡(ringing)。
图5c表示了一个包括一个图5b的基本无损耗电流和电压缓冲 器的增压电路，其中增加了几个二极管以减少该缓冲器的导通损 耗；
图6表示与图5a电路有关的波形；
图7表示了一个具有另一类基本无损耗电流和电压缓冲器的增 压电路。与图5b相比，该电路增加了一些其它部件以提高所示电 路在不同的和非理想的操作条件下的性能；以及
图8至图15表示了本发明不受限制地应用于其它形式的功率 变换器中的一些实施例。
为了简化对电路运行的说明，假设二极管的正向电压降以及电 源开关SWB两端的闭合电压降可以被忽略。另外，一些二阶和三 阶效应，例如，当二极管停止导通时出现的一些振荡，不在图4和 图6所示的工作波形中表示出来。其中的开关可以是任何形式的接 触式开关或电子开关，例如一个晶体三极管、金属氧化物半导体场 效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极性晶体管(IGBT)，或这些 开关的其它组合。
参照图3，可以看出，电感LB，二极管DB，开关SWB和电容 CBIN及CBOUT都是通常组成一个增压功率变换器的元件。在本发明 的一种形式中，电感L1与开关SWB串联连接，并在接通时刻 (T0)决定通过开关SWB的电流增加速率，其中 $\frac{\partial \mathrm{ISWB}\left(T_O\right)}{\partial t}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{L_1}----\left(1\right)$
因为当经过SWB的电流小时，SWB两端的电压就迅速下降到 零，所以在SWB接通过程中的功率损耗小。
在此假设当开关SWB闭合时，电流IIN经过DB流往负载。如 图4所示，当通过L1的电流IL1逐渐增加时，相应的通过DB的电 流就会减少，最后到T1时刻成为零，然后，由于DB的反向恢复， 该电流进一步减少到时刻T2时的一个负值IR。
在这一时刻，DB回复到一个高阻抗状态(复原)，同时电压 V1和V2如图4所示下降。
因为此时流过L1的电流是IB加IIN，而流经LB的电流仍为IIN (假设LB＞L1)，所以流经L1的超量电流IR，开始在由D1、C1和 L1形成的回路中流动，并如图4所示，在T2时刻和T3时刻之间 谐振衰减到基本为零。
在这段时间内，存储在L1中的超量能量EXL1(T2)就转移到 了C1中，在此： ${\mathrm{EXL}}_1\left(T_2\right)=\frac{1}{2}{L}_1[{(I_{\mathrm{IN}}+I_R)}^2-{I_{\mathrm{IN}}}^2]----\left(2\right)$
和 $E_{C1}\left(T3\right)=\frac{1}{2}{C}_1{V}_1{\left(T3\right)}^2----\left(3\right)$
因此 $V_1\left(T3\right)\sqrt{\frac{L_1}{C_1}·({2I}_{\mathrm{IN}}{I}_R+{I_R}^2)}\equiv V_E----\left(4\right)$
EC1(T3)是T3时刻存储在C1中的能量，VE是T3时刻C1上 的电压。
以上公式没有计及L1、D1和C1中的有限的能量损失，因此， 实际上VE值将比(4)式中给出的值小。
当(T4时刻)开关断开时，开关SWB自身的电流减少速率加 上该开关和其它部件的总电容以及杂散电容共同限制了该开关两端 电压的最初上升速率。
当电压V2达到一个值VOUT时，D2将传导电流IIN。一开始， 电流IIN流经L1和D1到D2，但由于在这一时刻点，L1上有一个电 压-VE，所以流经L1的电流将开始衰减。电流IL1和IIN之间的差 值将流过C1，从而降低C1上的电压，直到T5时刻，L1中几乎所 有的能量都转移到了C1中，因此这时流过C1的电流为IIN，经过 D1的电流几乎为零，而C1上的电压基本为VE1。然后，C1中的恒 定电流以下式给出的恒定速率放电： $\frac{\partial V_1}{\partial t}=\frac{I_{\mathrm{IN}}}{C_1}----\left(5\right)$
当(T6时刻)C1基本上放完电时，DB导通，该缓冲器准备进 入一个新的周期。
在本发明的这个实施例中，可以看出，由于提供了在开关 SWB和储能元件CB之间的几乎是直接连接的结构，所以：
1.在SWB两端出现的最高电压基本上等于VOUT，
2.在DB两端出现的最大电压基本上为VOUT＋VE，
3.在D2和D1两端的最高电压基本为VOUT，
4.SWB的接通切换损失小，这是因为SWB两端的电压在通过
该开关的电流上升到其最大值以前就迅速衰减到了几乎为
零，以及
5.由于一个较小并受到控制的dI/dt，二极管DB的反向恢复
电流的强度(snappiness)和峰值都基本上被减小了。
图5a表示了本发明的另一种形式，这种形式中，在图3所示 电路的基础上增加了一个电容C2，以便在开关断开时获得一个电 源开关SWB两端电压的受控制的上升速率。
参照图6，该图表示了在一个开关周期的不同阶段的各种波 形。起始点的状态是电流IIN经过DB流向负载。流经L1、D1、D2 和SWB的电流如同C1两端的电压一样，几乎为零。C2上的电压 V2近似等于VOUT。进一步假设C1＞C2；例如，C1＝10C2。
当T0时刻SWB接通时，经过该开关的电流将以一个受控制或 受限制的速率开始从零上升，该速率由下式给定： $\frac{\partial I_{L1}\left(T_O\right)}{\partial t}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{L_1}----\left(6\right)$
因为SWB两端的电压迅速降低到零，故其接通功率损耗很小。
流经DB的电流在T1时刻线性降低到基本上为零，并继续减小 直到在T2时刻有反向恢复电流IR流过。
当DB在T2时刻截止后，电压V1和V2开始衰减，这就开始了 C2基本上趋向零伏特的放电过程。
引起C2放电的电流近似等于IIN和IL1之间的差值，该差值开始 时基本上等于反向恢复电流IR，但在T2到T3时间段内，由于加在 L1两端的正电压V1引起了流经L1电流的增加，因此该差值也增 加到了一个更高的值。在T3时刻，V1是零伏特，但由于C1在这 期间得到电荷，故电压V2为正的电压。
从T3时刻到T4时刻，L1上的电压变为负值，因此流过L1的 电流开始减少。不过，流经C2和C1的净电流仍等于IIN和IL1之间 的差值。 $V_1\left(T4\right)=V_{\mathrm{OUT}}\sqrt{\frac{C_2}{C_1}}----\left(7\right)$
在T4时刻，C2上的电压(V2)基本上刚小于零，则D1开始 导通，从而箝制了V2近似为零伏特(忽略SWB上的正向电压和D1 的电压降)。
在T4和T5时刻间，产生了一个谐振1/4周期的振荡(ring)， 在这期间，由于DB的反向恢复和C2的放电，存储在L1中的额外 的能量被转送到C1，从而电压V1由下式给出： $V_1\left(T5\right)=\sqrt{\frac{C_2{V_{\mathrm{OUT}}}^2}{C_1}+\frac{L_1({I_R}^2+{2I}_R{I}_{\mathrm{IN}})}{C_1}}\equiv V_E----\left(8\right)$
通过观察上式可知，即使IR＝0，VE(即V1(T5))仍然具有 一个正的并有限的值，这保证了在断开状态时“复位”L1。
在T5时刻，二极管D1截止。电容C2的存在防止了电压V1在 该时刻点立即回复为零，象在电流(仅)缓冲器中发生的那样，而 是在部件L1、C1和C2之间产生了一个连续的振荡。该振荡从振幅 看很小，但它确实对该缓冲器的运作有影响。在图5b中提出了一 个旨在消除这种振荡的对该缓冲器的改进。
在T6时刻，开关SWB断开。此时，电压V2值落在0V到2倍 VE的范围内，具体数值取决于其中断开发生的谐振周期的部分。 假定C1＞＞C2，则谐振电压的大部分将出现在C1两端，而C2两端的 电压将保持在接近VE。如图6所示，如果V2在T6时刻处于0V， 则电路运作将如下：
当SWB在T6时刻断开时，流经L1的电流IB将流过D1和C2， 从而引起SWB两端的电压以下式给出的速率从零开始上升： $\frac{\partial V_{\mathrm{SWB}}\left(T_6\right)}{\partial t}=\frac{I_{\mathrm{IN}}}{C_2}----\left(9\right)$
因为SWB中的电流迅速降低到基本上为零，故其断开功率损 耗很小。
在T6时刻，如果V2不是处于0V，那么SWB两端的电压将不 是从零开始上升，相应地，在断开时，开关中的功率损耗将不象前 面所说的那样小。从T6到T7间的时间间隔将随着V2(T6)的增 加而变短。其中极端的情况出现在当V2(T6)为二倍VE时，但 应该注意到，因为VE只是VOUT的一个小分量(假设C1＞＞C2)，故 该缓冲器在性能上的降低与其最佳情况相比是次要的。
在T7时刻，D2也变成正向偏置，从而箝制开关电压和C2的 电压为VOUT，即输出电压。在这一时刻点，电流开始在由L1、D1 和C1组成的回路中流动，并且C2的电流降到零。此时，L1两端的 电压是-VE，所以其中的电流开始从其值IIN下降。在T7和T8时 刻之间，IIN和流经L1的电流间的逐渐增加的差值电流C1流出， 并开始使其放电，如图8所示。
在T8时刻，D1截止，并且L1完全复原，流经它的电流为零。 如果C1两端的电压仍不为零，则经过C1、D2的电流IIN将继续使 C1放电，直到时刻T9，C1的电压为零，而DB从此处于正向偏置 而导通电流IIN。在这一时刻，L1和C1都复原，该电路准备好进入 一个新的周期。
由于L1和SWB的连接点，经过D1和D2，与储能元件CBOUT之 间，以及C2，经过D2与储能元件CBOUT之间有比较直接的连接， 使得这个实施例具有以下一些优点：
1.SWB上的最大电压基本上为VOUT，
2.主要的升压二极管DB上的最大反向电压基本上为VOUT＋ VE，并且基本上由IR、L1、C1和C2的相对值很好地限定，
3.通过SWB的电流的最大上升速率基本上被L1和VOUT很好 地确定，并且其闭合功率损耗和应力都很小，
4.SWB两端的电压的最大上升速率基本上被C2和IIN很好地确 定，并且其断开功率损失和应力都很小，
5.在开关周期中，为了实现对电流和电压的上升速率进行控 制而存储在L1和C2中的能量基本上都被回送到了电源输出，从而 实现了一个基本无损耗的操作。
本发明的另一种形式如图5b所示，其中，一个二极管D3加入 图5a的电器中，以便减少在电容C1和C2串联组合与电感L1之间 的振荡(oscillation)，否则该振荡将在图6所示的T5时刻后产生。 该振荡的减少使得能够更准确地预计该缓冲器元件在T6时刻的状 态，从而使该缓冲器的运作更加稳定。由于在T6时刻电容C2上的 电压始终接近于零，因此开关上的功率损耗情况得到了改善。不 过，D3上的额外导通损耗会引起一个附加损耗。
本发明的另一种形式如图5c所示，其中，两个二极管D4和D5 加到图5b的电路中，以便避免二极管D3上的电压降给图5a的电 路带来的附加损耗。增加两个二极管中的任一个或增加两个要取决 于所期望的效率提高程度。
本发明的另一种形式如图7所示，其中，几个元件加到图5b 所示的电路中，以便在非理想环境下使用时改善本发明的功效。
加入R1是为了抑制分别发生在T5和T7时刻的谐波振荡(图 6)，加入R2和C3是为了基本上抑制发生在T2时刻的振荡(图6)， 而加入E1(齐纳二极管)是为了在轻负载时当LB中的电流不连续 时，基本上防止在C1上形成过度的电压增加。
图8以四种不同的布置表示了应用于增压变换器的电流缓冲 器。每一布置就电流缓冲而论会得出相似的结果，但却对各元件提 出了稍有不同的要求。例如，对于在(1)中的缓冲器扼流线圈L1 的峰值电流要求就要高于在(2)—(4)中的同样元件，因为它必 须承载输入电流外加增压二极管DB的反向恢复电流，而在(2)— (4)中，它只要承载输入电流或反向恢复电流中的一个，但不必同 时承载两者。不同的元件要求的其它方面留待感兴趣的读者去深入 研究，不过值得注意的是，布置(4)是不实用的，因为它会在输 出端产生电压尖脉冲。
然而要注意，在每种情况下，该增压变换器的开关和二极管上 的最大电压都由于与该增压变换器的输出电容有直接二极管连接而 受到限制。
图9同样以四种不同的布置表示了应用于降压(BUCK)变换 器的电流缓冲器。每一种布置同样会得出一个相似的电流缓冲的结 果，并且同样对各元件提出了稍有不同的要求。不过，不同于在增 压变换器中的应用，这里的所有四种布置都是实用的。
在每一种情况下，该降压变换器的开关和二极管上的最大电压 都由于至输入电容的直接二极管连接而受到限制。
图10表示应用于一些普通变换器，即降压—增压、Cuk、 Sepic和Zeta变换器中的电流缓冲器。尽管每一幅示意图仅表示一 种变形，其实与上面给出的例子相似，这些变换器的每一种都有四 种缓冲器变形。在每一个例子中，反向恢复电流的路径都用一个箭 头表示。
在这些变换器中的电流缓冲器都与不同的储能电容有直接二极 管连接—降压—增压变换器有与输出电容的直接相连，Cuk变换器 有与中间电容的连接，Sepic和Zeta变换器分另连接中间电容和输 出与输入电容。
图11表示应用于一些普通双向变换器的电流缓冲器。其中每 个有根据电力在电路中流动的方式的交替的反向恢复电流路径。
根据电力流动的方向，通常两个电流缓冲器中只有一个起作 用。其中不起作用的缓冲器将不会传送能量，这是因为它缓冲的二 极管不承载电流。
图12表示应用于一些普通隔离变换器，如逆向(flyback)式、 前向式和隔离Cuk式中的电流缓冲器。在每种情况下，其隔离变 压器的漏电感提供了一定程度的电流缓冲。不过，在这种方法不足 以保证的应用中，电流缓冲器将是有用的。
隔离变压器的漏电感折衷了二极管连接的直接性，但由于在缓 冲电感周围的直接二极管连接，该缓冲器电感对变换器开关和二 极管的电压应力的贡献极小。
图13表示应用于一些隔离变换器次级绕组的电流缓冲器。这 里没有表示出初级绕组，但其可以是半桥式、桥式或推挽式电路， 起到馈送电流或馈送电压逆变器的作用。如上文说明的隔离变换器 一样，隔离变压器的漏电感提供了一定程度的电流缓冲。在这种 方法不足以保证的应用中，电流缓冲器将是有用的。注意，在某些 布置中，通过往缓冲器中加入第三个二极管，就可以使用一个电流 缓冲器来缓冲两个已有的二极管—这样的可能性是因为根据变压 器输出的极性，两个已有的二极管中只有一个在进行恢复。
图14以六种不同的布置表示图5a所示的应用于增压变换器的 电流和电压缓冲器。在每一种情况下，一个附加电容与该变换器的 开关装置的两端耦联，这种耦联可以是如(1)和(4)中的直接连 接，也可以是如(2)和(5)中的通过输出电容连接，或如(3) 和(6)中的通过输入电容连接。正如在电流(仅)缓冲器中的情 况一样，这些不同布置就电流和电压缓冲功能而论会得出相似的结 果，但却对各元件提出了稍有不同的要求。
图15表示了应用于各种不同变换器中的电流和电压缓冲器。 这些只是从变揣器中选出的一小部分，而且每一个也只表示了图 5a的电流和电压缓冲器的很多可能实现中的一种。图5b、5c和图 7中的附加元件可以应用于每一个变换器的所有图5a缓冲器的实 现中。在隔离变换器中，隔离变压器的漏电感会减弱电压缓冲电容 的效果，因为该漏电感降低了该电容与开关装置间连接的紧密程 度。与在类似非隔离变换器中发生的情况相比，对这种效果的减弱 会引起一个较小但仍可取的效率提高。
尽管已经说明了很多个实施例，本发明的应用于一个电流缓冲 器或一个电流和电压缓冲器特征，即与一个储能元件相连，可以应 用于任何一种功率变换器。