技术领域
[0001] 本
发明涉及一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路，更具体说是一种通过引入抽头电感以提高双向
Cuk变换器电压增益而实现高效、低纹波、大输入
输出电压变比以及
电能双向变换与处理。
背景技术
[0002] 随着社会、经济的迅速发展和人口的不断增长，世界对
能源的总体需求有增无减，世界面临严重的能源危机和环境危机。光伏、
燃料电池等被认为是未来世界能源结构的主要
基础，是解决能源危机的必然趋势，开发清洁、高效
可再生能源已成为全球范围内的重要课题。对于这类新能源发电系统，储能设备如超级电容和
蓄电池等是其中必不可少的部分。然而储能设备如蓄电池，其基本单元输出电压常常较低（常规型号可见24V，48V等）。面对并网需求，其
接口电
力电子设备也需具备高电压增益的特点。此外，在电动
汽车、混合动力车、不间断供电系统、航空电源等应用领域，双向高增益DC-DC变换器也同样扮演着重要
角色。
[0003] 传统功率双向变换的实现通常采用Buck电路与Boost电路复合组成一个
双向变换器电路来实现电能的双向流动，这是最常用的双向DC-DC变流器。当电路工作在升压模式时，工作原理与同步Boost电路相同；当电路工作在降压模式时，工作原理与同步Buck电路相同。但是，应用于新能源发电的双向DC-DC电路需要有高电压增益的特性，这是传统Buck/Boost型双向DC-DC电路无法实现的。因此，研究高效率、低纹波、高增益的双向DC-DC电路成为当前电动汽车、分布式发电等领域待以解决的关键技术问题之一。
[0004] 本发明提出了一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路，即采用改进Cuk电路的双向Cuk变换器引入抽头电感，有效地提高电路电压增益，使其能够以合理的占空比进行工作，从而减少电路损耗；避免隔离型高增益双向变换器带来
磁性元件设计复杂性和附加损耗。而且输入、输出端各有一个电感，使得输入输出
电流脉动小，容易对输入、输出进行滤波，有利于EMI。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于提供一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路，通过引入抽头电感以提高双向Cuk变换器电压增益，实现高效、低纹波、大变比以及电能双向变换与处理，也有效的减小了功率
半导体器件数目和节约了系统的成本。
[0006] 为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路，输入直流电压源V1、
开关管S1、开关管S2、功率
二极管D1、功率二极管D2、中间电容CB、抽头电感Lt、电感L3、储能或带反电动势负载V2；所述输入直流电压源V1的正端连接抽头电感Lt的a端；抽头电感Lt的b端连接功率二极管D1的
阴极、开关管S1的第一端；抽头电感Lt的c端连接中间电容CB的一端；中间电容CB的另一端连接功率二极管D2的
阳极、开关管S2的第二端、电感L3的一端；电感L3的另一端连接所述输入直流电压源V1的负端、储能或带反电动势负载V2的负端；储能或带反电动势负载V2的正端连接所述功率二极管D1的阳极、开关管S1的第二端、功率二极管D2的阴极、开关管S2的第一端。
[0007] 在本发明一具体
实施例中，当开关管S1为功率MOS开关管时，开关管S1的第一端为功率MOS开关管的漏极，开关管S1的第二端为功率MOS开关管的源极；当开关管S1为IGBT开关管时，开关管S1的第一端为IGBT开关管的集
电极，开关管S1的第二端为IGBT开关管的发射极；当开关管S2为功率MOS开关管时，开关管S2的第一端为功率MOS开关管的漏极，开关管S2的第二端为功率MOS开关管的源极；当开关管S2为IGBT开关管时，开关管S2的第一端为IGBT开关管的集电极，开关管S2的第二端为IGBT开关管的发射极。
[0008] 在本发明一具体实施例中，当开关管S1、S2为功率MOS开关管时，功率二极管D1、D2分别为功率MOS开关管S1、S2的
体二极管；当开关管S1、S2为IGBT开关管时，功率二极管D1、D2为快恢复二极管。
[0009] 在本发明一具体实施例中，所述中间电容CB是高频电容。
[0010] 在本发明一具体实施例中，所述抽头电感Lt由反方向耦合的电感L1和电感L2组成。
[0011] 在本发明一具体实施例中，所述储能或带反电动势负载V2的两端电压小于输入直流电压源V1的两端电压；所述抽头电感Lt、中间电容CB、电感L3、功率MOS开关管S1和功率二极管D2构成大变比降压型Cuk变换电路，实现电能从输入直流电压源V1向储能或带反电动势负载V2传递；所述抽头电感Lt、中间电容CB、电感L2、功率MOS开关管S2和功率二极管D1构成升压型Cuk变换电路，实现电能从储能或带反电动势负载V2向输入直流电压源V1传递。
[0012] 相较于
现有技术，本发明具有以下有益效果：1、本发明通过引入抽头电感以提高双向Cuk变换器电压增益，实现高效、低纹波、大输入输出电压变比以及电能双向变换与处理；
2、本发明输入、输出端各有一个电感，使得输入输出电流脉动小，容易对输入、输出进行滤波，有利于EMI；
3、本发明在整个开关周期工作阶段中，输入电源都可以向储能或带反电动势负载提供电能或储能或带反电动势负载向电源回馈电能，从而提高了整个电路变换效率。
附图说明
[0013] 图1为本发明图1是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路原理图。
[0014] 图2是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由电源V1向储能或带反电动势负载V2传递即大变比降压Cuk模式工作示意图。
[0015] 图3是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由电源V1向储能或带反电动势负载V2传递即大变比降压Cuk模式工作等效示意图。
[0016] 图4是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由储能或带反电动势负载V2向电源V1传递即大变比升压Cuk模式工作等效示意图。
[0017] 图5是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由储能或带反电动势负载V2向电源V1传递即大变比升压Cuk模式工作等效示意图。
[0018] 图6是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由电源V1向储能或带反电动势负载V2传递即大变比降压Cuk模式工作的主要关键
波形。
[0019] 图7是本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在电能由储能或带反电动势负载V2向电源V1传递即大变比升压Cuk模式工作的主要关键波形。
具体实施方式
[0020] 下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
[0021] 本发明的一种双向高增益变换器，具体为一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路，包括一输入直流电压源V1，所述输入直流电压源V1的正端连接一抽头电感Lt的a端；所述抽头电感Lt的b端连接一功率二极管D1的阴极和一功率MOS开关管S1的漏极（或IGBT集电极）；所述抽头电感Lt的c端连接一中间电容CB的一端；所述中间电容CB的另一端连接一功率二极管D2的阳极、一功率MOS开关管S2的源极（或IGBT发射极）和一电感L3的一端；所述电感L3的另一端连接所述输入直流电压源V1的负端和一储能或带反电动势负载V2的负端；所述储能或带反电动势负载V2的正端连接所述功率二极管D1的阳极、所述功率MOS开关管S1的源极（或IGBT发射极）、所述功率二极管D2的阴极和所述功率MOS开关管S2的漏极（或IGBT集电极）。如开关管采用功率MOS管时，所述功率二极管D1是功率MOS管S1的体二极管；所述功率二极管D2是功率MOS管S2的体二极管；如开关管采用IGBT时，所述功率二极管D1、功率二极管D2是快恢复二极管。所述中间电容CB是高频电容。所述抽头电感Lt由反方向耦合的L1和L2两部分组成。所述储能或带反电动势负载V2其两端电压小于输入
电源电压V1。所述抽头电感Lt、中间电容CB、电感L3、功率MOS开关管S1和功率二极管D2构成大变比降压型Cuk变换电路，实现电能从电源V1向储能或带反电动势负载V2传递；所述抽头电感Lt、中间电容CB、电感L2、功率MOS开关管S2和功率二极管D1构成升压型Cuk变换电路，实现电能从储能或带反电动势负载V2向电源V1传递。
[0022] 以下为本发明一具体实例：本发明通过引入抽头电感以提高双向Cuk变换器电压增益而实现高效、低纹波、大变比以及电能双向变换与处理，且输入输出电压极性相同，也有效的减小了功率半导体器件数目和节约了系统的成本。下面结合图1中的具体实例具体说明本发明的一种带抽头电感的双向高增益Cuk电路在CCM模式下的具体工作模态，如图2至图5所示。图6为降压模式下关键波形图；图7为升压模式下关键波形图。
[0023] 参照图2，在功率MOS开关管S1导通时，中间电容CB给电感L3充电，电感L3电
流线性增加；中间电容CB放电，电压下降；输入直流电压源V1给电感L1充电，电感L1电流线性上升。抽头电感两部分绕制于同一
铁芯，当开关状态变化时铁芯中磁通不能突变，即抽头电感磁链不能突变。所以，当功率开关管S1由关断到导通时，电感L2电流由正变负。由于电感L1与L2为反向耦合，因此在开关管状态转换时刻，电感L1中电流
叠加跳变增大。此时，功率二极管D1、D2承受反压截止，功率MOS开关管S2不工作。
[0024] 参照图3，在功率MOS开关管S1关断、功率二极管D2导通时，电感L3储能或带反电动势负载V2，电感L3电流线性减小；输入直流电压源V1和耦合电感Lt给中间电容CB充电，中间电容CB电压上升；由于电感L1和L2绕制在同一铁心上且反向耦合，因铁芯中磁通不能突变的磁路特性使然，在功率开关管S1由导通到关断的时刻时，电感L2中电流由负变正，电感L1中初始电流叠加减小，随后整个抽头电感开始释放
能量，电感L1和L2中电流均线性减小。此时，功率二极管D1承受反压截止，功率MOS开关管S2不工作。
[0025] 参照图4，在功率MOS开关管S2导通时，储能或带反电动势负载V2给电感L3充电，电感L3电流线性增加；中间电容CB给耦合电感Lt充电，中间电容CB电压下降。抽头电感两部分绕制于同一铁芯，当开关状态变化时铁芯中磁通不能突变，即抽头电感磁链不能突变。所以，当功率MOS开关管S2状态由关断到导通时，电感L2电流由负变正。由于电路中电感L1与L2为反向耦合，因此在开关管状态转换的时刻电感L1中电流叠加跳变增大，随后整个抽头电感开始储存能量，电感L1和L2中电流均线性增加。此时，功率二极管D1、D2承受反压截止，功率MOS开关管S1不工作。
[0026] 参照图5，在功率MOS开关管S2关断，功率二极管D1导通时，电感L3给中间电容CB充电，电感L3电流线性减小，中间电容CB电压上升；电感L1给输入直流电压源V1回馈能量，电感L1电流线性减小；电感L2电流由正变负；由于电感L1和L2绕制在同一铁心上且反向耦合，因电感磁链不能突变的磁路特性使然，在功率MOS开关管S2由导通转换到关断时刻，电感L1中初始电流叠加跳变减小。此时，功率二极管D2承受反压截止，功率MOS开关管S1不工作。
[0027] 以上为一具体实施例，对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的一个具体实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何
修改、等同替换、改进等，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均应包含在本发明的保护范围之内。
