基于空间矢量调制的三相整流转换器PWM方案
阅读：943发布：2020-05-08
专利汇可以提供基于空间矢量调制的三相整流转换器PWM方案专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供了一种矩阵 整流器 ，包括由相A和相B构成的桥x和由相A和相C构成的桥y，其中每个输入相A，B和C包括两个 串联 连接的双向 开关 。本发明的操作所述矩阵整流器的方法包括在所述输入相A，B和C的两个连续的零 电压 交叉点之间的每个60°间隔中，将所述桥x和桥y作为独立的全桥 相移 转换器来进行操作。在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述桥x和桥y在每个开关周期中以第一矢量顺序被操作，所述第一矢量顺序被分为的顺序。，下面是基于空间矢量调制的三相整流转换器PWM方案专利的具体信息内容。
1.一种操作矩阵整流器的方法，其特征在于，所述矩阵整流器包括：
输入相A，B和C，所述输入相A，B和C中的每个相包括两个串联连接的双向开关；
连接到所述输入相A，B和C的变压器；
连接到所述变压器的整流桥；
由相A和相B构成的桥x；以及
由相A和相C构成的桥y；
所述方法包括：
在所述输入相A，B和C的两个连续的零电压交叉点之间的每个60°间隔中，将所述桥x和桥y作为独立的全桥相移转换器来进行操作；其中，
在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述桥x和桥y在每个开关周期中以第一矢量顺序被操作，其中每个矢量表示所述双向开关的开关状态；并且
所述第一矢量顺序被分为 的顺序，其中 和 分别表示当
初级电流iP>0和初级电流iP<0时桥x的矢量 的开关状态， 和 分别表示当初级电流iP>0和初级电流iP<0时桥y的矢量 的开关状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Tx/2，Ty/2，T0/2，Tx/2，Ty/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在每个60°间隔的第二个30°区间中，所述桥x和桥y在每个开关周期中以第二矢量顺序操作；并且
所述第二矢量顺序被分成 的顺序。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第二矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
6.一种矩阵整流器，其特征在于，包括：
输入相A，B和C，所述输入相A，B和C中的每个相包括两个串联连接的双向开关；
连接到所述输入相A，B和C的变压器；
连接到所述变压器的整流桥；
由相A和相B构成的桥x；
由相A和相C构成的桥y；以及
控制器，在所述输入相A，B和C的两个连续的零电压交叉点之间的每个60°间隔中，所述控制器将所述桥x和桥y作为独立的全桥相移转换器来进行操作；其中，
在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述控制器在每个开关周期中以第一矢量顺序操作所述桥x和桥y，其中每个矢量表示所述双向开关的开关状态；并且
所述第一矢量顺序被分为 的顺序，其中 和 分别表示当
初级电流iP>0和初级电流iP<0时所述桥x的矢量 的开关状态， 和 分别表示当初级电流iP>0和初级电流iP<0时所述桥y的矢量 的开关状态。
7.根据权利要求6所述的矩阵整流器，其特征在于，所述第一矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Tx/2，Ty/2，T0/2，Tx/2，Ty/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。
8.根据权利要求6所述的矩阵整流器，其特征在于，在每个60°间隔的第二个30°区间中，所述控制器在每个开关周期中以第二矢量顺序操作所述桥x和桥y；并且所述第二矢量顺序被分成 的顺序。
9.根据权利要求8所述的矩阵整流器，其特征在于，所述第二矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。
10.根据权利要求6所述的矩阵整流器，其特征在于，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
基于空间矢量调制的三相整流转换器PWM方案
技术领域
[0001] 本发明涉及基于空间矢量调制(SVM)的三相整流转换器脉宽调整(PWM)方案。
背景技术
[0002] 当需要减小转换器的尺寸和重量时，要以高频率进行电气隔离。典型地，单级功率转换可以通过直接矩阵型功率因数校正(PFC)整流器来实现，该直流矩阵型功率因数校正(PFC)整流器将工业频率交流电压直接转换成供应给高频隔离变压器的高频交流电压，并且其次级电压被整流成所需的直流输出电压。
[0003] 图1显示了一个三相单级隔离式高频PWM矩阵整流器。图1所示的电路既可以利用本节中讨论的已知PWM方案，也可以利用根据在下面的具体实施方案部分中讨论的本发明的优选实施例的新型PWM方案来使用。
[0004] 图1显示了一个隔离式矩阵整流器。在图1的描述中，“线路侧”、“电网侧”和“初级侧”是指在变压器Tr的左侧与A，B，C每一相的线电压va、vb、vc相连接的部分的电路，而“负载侧”和“次级侧”是指在变压器Tr的右侧与输出电压Vo相连接的部分的电路，即，负载。在线路侧，三相交流电流合并为单相交流电流，在负载侧，单相交流电流由二极管D1至D4整流，以提供直流电流。
[0005] 图1的隔离式矩阵整流器包括：滤波电感器Lf和滤波电容器Cf，滤波电感器Lf和滤波电容器Cf构成了减小总谐波失真(THD)的线路侧滤波器；以桥接方式布置成3相-1相矩阵转换器的双向开关S1至S6；在线路侧电路和负载侧电路之间提供高电压隔离的变压器Tr；以桥接方式布置以提供输出整流的四个二极管D1到D4；以及构成用于输出电压的滤波器的输出电感器Lo和输出电容器Co。
[0006] 在此隔离式矩阵整流器中，双向开关用于在任一方向上打开或关闭电流路径。如图1所示，双向开关包括串联连接的两个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。由于MOSFET的反并联二极管，MOSFET只能关断一个方向的电流。通过以源极对源极或漏极对漏极的方式连接两个MOSFET，可以实现双向开关。如果使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)，则两个IGBT可以并联或串联连接，来构成双向开关。
[0007] 在 等人的文章“A Zero-Voltage Switched,Three-phase Isolated PWM Buck Rectifier(零电压开关三相隔离式PWM降压整流器)”(IEEE Trans.Power Electron.,Vol.10,No.2,1995年3月，第148-157页)中，介绍了一种如图1所示的现有的三相单级隔离式高频PWM整流器。图1所示的PWM整流器能够对所有功率半导体器件进行功率因数校正(单位功率因数)，低谐波电流失真以及实现零电压开关(ZVS)。图1中的电容C21和C11是可用于ZVS的寄生电容。 等人的现有转换器使用两个全桥相移(FB-PS)转
换器子拓扑，相A和B构成“转换器x”(也可以称为桥x)，相A和C构成“转换器y”(其中也可以称为桥y)。转换器x和y在开关周期内交替操作。每个转换器都有一个串联电感器，其降低了有效占空比并延长换相时间，从而产生更大的电流纹波和更大的输出电感。上述占空比损失限制了转换器在更高开关频率下的操作，这导致转换效率和功率密度降低。当轻负载情况下需要大的漏电感来扩展ZVS时， 等人的现有PWM方案与本发明的优选实施例
的PWM方案相比，产生更大的THD。
换器子拓扑，相A和B构成“转换器x”(也可以称为桥x)，相A和C构成“转换器y”(其中也可以称为桥y)。转换器x和y在开关周期内交替操作。每个转换器都有一个串联电感器，其降低了有效占空比并延长换相时间，从而产生更大的电流纹波和更大的输出电感。上述占空比损失限制了转换器在更高开关频率下的操作，这导致转换效率和功率密度降低。当轻负载情况下需要大的漏电感来扩展ZVS时， 等人的现有PWM方案与本发明的优选实施例
的PWM方案相比，产生更大的THD。
发明内容
[0008] 为了克服上述问题，本发明的优选实施例提供了这样一种PWM方案，其中占空比损失显著减小(其防止有效占空比的减小)，在轻负载期间提高效率，峰值输出电感器电流纹波显著减少，并且线路侧电流的总THD显著降低。
[0009] 本发明的优选实施例提供了一种操作矩阵整流器的方法。所述矩阵整流器包括：输入相A，B和C，所述输入相A，B和C中的每个相包括两个串联连接的双向开关；连接到所述输入相A，B和C的变压器；连接到所述变压器的整流桥；由相A和相B构成的桥x；以及由相A和相C构成的桥y。该操作所述矩阵转换器的方法包括在所述输入相A，B和C的两个连续的零电压交叉点之间的每个60°间隔中，将所述桥x和桥y作为独立的全桥相移转换器来进行操作。
在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述桥x和桥y在每个开关周期中以第一矢量顺序被操作，其中每个矢量表示所述双向开关的开关状态；并且所述第一矢量顺序被分为
的顺序，其中 和 分别表示当iP>0和iP<0时桥x的矢量 的开关状态，
和 分别表示当iP>0和iP<0时桥y的矢量 的开关状态。
在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述桥x和桥y在每个开关周期中以第一矢量顺序被操作，其中每个矢量表示所述双向开关的开关状态；并且所述第一矢量顺序被分为
的顺序，其中 和 分别表示当iP>0和iP<0时桥x的矢量 的开关状态，
和 分别表示当iP>0和iP<0时桥y的矢量 的开关状态。
[0010] 较佳地，所述第一矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Tx/2，Ty/2，T0/2，Tx/2，Ty/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。较佳地，在每个60°间隔的第二个30°区间中，所述桥x和y在每个开关周期中以第二矢量顺序被操作，所述第二矢量顺序被分为 的顺序。较佳地，所述第二矢量顺序中每个矢量的驻留时间分
别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。较佳地，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。较佳地，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
[0011] 本发明的优选实施例提供了一种矩阵整流器，包括：输入相A，B和C，所述输入相A，B和C中的每个相包括两个串联连接的双向开关；连接到所述输入相A，B和C的变压器；连接到所述变压器的整流桥；由相A和相B构成的桥x；由相A和相C构成的桥y；以及控制器，在所述输入相A，B和C的两个连续的零电压交叉点之间的每个60°间隔中，所述控制器将所述桥x和桥y作为独立的全桥相移转换器来进行操作。在每个60°间隔的第一个30°区间中，所述控制器在每个开关周期中以第一矢量顺序操作所述桥x和桥y，其中每个矢量表示所述双向开关的开关状态；并且所述第一矢量顺序被分为 的顺序，其中 和分别表示当iP>0和iP<0时所述桥x的矢量 的开关状态， 和 分别表示当iP>0和iP<0时所述桥y的矢量 的开关状态。
[0012] 较佳地，所述第一矢量顺序中每个矢量的驻留时间分别是Tx/2，Ty/2，T0/2，Tx/2，Ty/2和T0/2，其中Tx、Ty和T0分别是 和 的驻留时间。较佳地，在每个60°间隔的第二个30°区间中，所述控制器在每个开关周期中以第二矢量顺序操作所述桥x和桥y，所述第二矢量顺序被分为 的顺序。所述第二矢量顺序中每个矢量的驻留时
间分别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。较佳地，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
间分别是Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。较佳地，同时实现单位功率因数和输出电压调节。
附图说明
[0014] 图1示出了一个隔离式矩阵整流器。
[0015] 图2A和图2B示出了电流空间矢量表记。
[0016] 图2C示出了变压器初级电压的包络。
[0017] 图3示出了通过 来合成参考电流
[0018] 图4A和图4B示出各种电路波形。
[0019] 图5A和图5B示出占空比损失的比较。
[0020] 图6A和图6B示出了输出电感器电流纹波的包络。
[0021] 图7A和图7B是图6A和图6B的电流包络的最大电流纹波的近视图。
[0022] 图8A和图8B示出了本发明优选实施例的PWM方案和已知的PWM方案的模拟。
[0023] 图8C示出了图1的矩阵整流器的模拟的线路侧相电压和电流。
[0024] 图9A和图9B示出了电感器输出电流和变压器初级电压。
[0025] 图10显示了15％负载时的总谐波失真。
[0026] 图11示出了图1的矩阵整流器的PWM波形。
[0027] 图12示出了图1的矩阵整流器的桥x和桥y。
[0028] 图13-21示出了图1的矩阵整流器的不同操作模式。
具体实施方式
[0029] 本发明优选实施例的方法可以用于图1所示的矩阵整流器。如图12所示，在任何60°间隔内，矩阵整流器可被视为两个全桥相移(FB-PS)转换器子拓扑，其中相A和相B(有时称为桥臂)构成“桥x”，相A和相C构成“桥y”，它们在一个开关周期内交替操作。桥x和桥y作为两个独立的FB-PS转换器。在三相矩阵整流器的一个开关周期中，每个桥x和桥y分别有两个子开关周期，每个桥x或桥y以与FB-PS转换器相同的方式完成一个操作周期。因此，三相转换器的稳态操作和ZVS分析以与FB-PS转换器相同的方式实现。
[0030] 通过重新布置桥x和桥y的操作顺序，可以生成不同的PWM方案。根据本发明的优选实施例的这种不同的PWM方案将桥x和桥y的操作组合为类似于一个FB-PS转换器的操作。在三相矩阵整流器的一个开关周期内，桥x和桥y一起工作，以与FB-PS转换器类似的方式完成一个操作周期。基本的软性开关FB-PS转换器的操作是已知的。因此，将仅描述在三相矩阵整流器中开关转换期间的操作模式。SVM技术和PWM方案可用于同时实现单位功率因数和输出电压调节。
[0031] 1)操作原理
[0032] 在三相电压输入的两个连续过零点之间的任何60°间隔内，存在两个不改变符号的线电压，即，不会从正变负并且不会从负变正。例如，在图11中，在-30°≤θ≤30°的区间内，线电压vAB＝vA-vB以及vAC＝vA-vC，均为正，线电压vAB，vAC在该区间内均达到最大值。由于矩阵整流器的开关频率远高于线频率，所以两个线电压vAB，vAC可以被认为是缓慢变化的DC电压。因此，如图12所示，三相矩阵整流器可以重新被绘制为是具有两个电桥、即桥x和桥y的全桥转换器。在图1中，相A和相B的组合构成桥x，相A和相C的组合构成桥y。图11显示了在-30°≤θ≤30°范围内的主波形。在开关频率降低到非常低的开关周期过度增加的情况下，可以如图11所示观察PWM的细节。
[0033] 在区间I(a)中，-30°≤θ≤0°且vAB＞vAC，桥x的开关S11，S21和S16，S26以导通时间Tx导通，产生正电压脉冲vP＝vAB，电流脉冲从相A流入相B，幅度为IP。然后，桥y的开关S11，S21和S12，S22以接通时间Ty导通，从而产生正相电压脉冲vP＝vAC，电流脉冲从相A流入相C，幅度为IP。
[0034] 为了保持变压器磁通平衡，接下来通过接通桥x的开关S14，S24和S13，S23以及桥y的开关S14，S24和S15，S25，产生相同持续时间的负电压脉冲。无论交流变压器电流如何，线路侧电流都保持不变。在区间I(b)中，θ满足0°≤θ≤30°且vAC>vAB，桥x和桥y的开启顺序反转，以实现开关S14，S24，S13，S23，S15和S25的ZVS操作，如后所述。
[0035] 假设在一个开关周期内矩阵整流器的输出电流是恒定的，初级电流iP(t)和输出电感电流iL(t)之间的关系由下式给出：
[0036]
[0037] 相电流可以通过恒定大小的电流脉冲来合成。如果输入相电流由下式给出：
[0038]
[0040]
[0041] 其中Im是ia中基频分量的峰值， 是调制指数。
[0042] 2)PWM方案的开关状态和空间矢量
[0043] 图1中的矩阵整流器相当于传统的电流源整流器(CSR)，除了所有开关都是双向的。SVM技术和PWM方案可用于同时实现输入的单位功率因数和输出电压调节。
[0044] 如在2014年10月28日提交的美国专利申请号62/069,815——“SPACE VECTOR MODULATION FOR MATRIX CONVERTER AND CURRENT SOURCE CONVERTER(用于矩阵转换器和电流源转换器的空间矢量调制)”(其全部内容通过引用并入本文)以及于2015年10月28日提交的PCT申请号PCT/US2015/057887——“SPACE VECTOR MODULATION FOR MATRIX CONVERTER AND CURRENT SOURCE CONVERTER(用于矩阵转换器和电流源转换器的空间矢量调制)”(其全部内容通过引用并入本文)中所述，SVM技术基于所需的瞬时输入电流矢量在复平面中的表记 转换器的输入电流空间矢量定义为：
[0045]
[0046] 如图2A和图2B所示，有效开关状态可以由有效矢量 至 表示，零开关状态可以用零空间矢量 和 表示。
[0047] 对于每个有效矢量存在有两种可能的开关状态，其依存于初级电流iP的方向，如图2A和图2B所示。
[0048] 根据不同的开关状态，可以通过等式(2)获得六个有效矢量：
[0049]
[0050] 其中对于各区间I、II、…VI，n＝1、2、…、6。
[0051] 参考矢量 以与电网电压矢量相同的角速度在空间中旋转，以获得正弦输入电流形状。通过将参考矢量 与电网电压矢量对齐可以实现单位功率因数。如图3所示，参考矢量 可以由两个相邻的有效矢量 和零矢量 来近似。 由桥x生成， 由桥y生成。例如，当如图3所示参考矢量 位于区间I，它可以用 和 来合成。
[0052] 3)驻留时间计算
[0053] 下面，在包括矢量 和 的区间I中进行分析。如果输出电感电流IL被假定为常数，则安培-秒平衡方程由下式给出：
[0054]
[0055] 其中T1，T2和T0分别是矢量 和 的驻留时间。 和 的驻留时间可以用下式计算：
[0056]
[0057] 其中
[0058] T0＝TS-Tx-Ty
[0059] 其中ma是调制系数，由以下等式给出：
[0060]
[0061] 其中Im是相A电流ia中基频分量的峰值。
[0062] 4)SVM开关顺序
[0063] 为了使用变压器隔离，图1中变压器Tr的初级电压vP必须在正负之间高频交替变化，以保持伏-秒平衡。每个开关周期中的矢量顺序可被分为 的顺序，其中 和 分别表示当iP>0和iP<0时矢量 的开关状态， 和 分别表示当iP>0和iP<0时矢量 的开关状态。然后，每个矢量的驻留时间分别为Tx/2，Ty/2，T0/2，Tx/2，Ty/2和T0/2。
如图2A和图2B所示，当初级电流iP改变方向时，两个空间矢量表记不同。在每个开关周期TS期间，从这两个空间矢量图交替地选择开关状态，以产生交替变化的初级电压vP并保持与线路侧相同的相电流。
如图2A和图2B所示，当初级电流iP改变方向时，两个空间矢量表记不同。在每个开关周期TS期间，从这两个空间矢量图交替地选择开关状态，以产生交替变化的初级电压vP并保持与线路侧相同的相电流。
[0064] 每个区间被分为两部分a和b。对于 参考矢量 位于区间I(a)中，对于 参考矢量 位于区间I(b)中。上面讨论的矢量顺序仅针对区间I(a)。在区间
I(b)中，两个有效矢量的顺序相反，以便在从一个有效矢量到另一个有效矢量的过渡期间实现ZVS。然后，区间I(b)中的矢量顺序变为 每个矢量的驻留时间
分别为Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。
I(b)中，两个有效矢量的顺序相反，以便在从一个有效矢量到另一个有效矢量的过渡期间实现ZVS。然后，区间I(b)中的矢量顺序变为 每个矢量的驻留时间
分别为Ty/2，Tx/2，T0/2，Ty/2，Tx/2和T0/2。
[0065] 5)稳态操作
[0066] 以下分析基于二极管和MOSFET上的正向电压降为零，整流二极管电容为零并且输出电压Vo恒定的假设。
[0067] 在一个开关周期Ts期间三相转换器的完整操作在图4A和图4B中示出。图4A和图4B所示的电路波形包括初级电压vP，初级电流iP，整流次级电压Vd，输出电感器电流iL以及区间I(a)和I(b)中的对应开关栅极信号。在区间I(a)中，对于 电压vAB大于电压vAC，在区间I(b)中，对于 电压vAC大于电压vAB。如图4A和图4B所示，当初级电流iP改变方向时，可以观察到由漏电感引起的占空比损失(在间隔ΔD期间)。由于有效驻留时间将小于计算值，因此占空比损失会导致线路侧电流失真。
[0068] 如图5A和图5B所示，在间隔ΔD期间，取决于漏电感Llk的值，从零矢量到有效矢量的转变时间是有限的。在此间隔期间，初级电流iP从一个方向变为另一个方向，并且没有从线路侧到负载侧的能量传输。因此，有效占空比即变压器次级侧整流器电压vd的占空比小于初级电压vP的占空比。
[0069] 在如图11所示的区间I中，电压vA总是高于电压vB和vC。由于开关S14和S21的体二极管正向偏置，所以开关S14和S21可以一直保持开启。在-30°≤θ≤0°的间隔内，电压vB低于电压vA和vC，桥x的开关S13和S26的体二极管正向偏置，开关S13和S26可以在如图4A所示的整个间隔期间保持导通。需要将约束条件应用于桥y的开关S15和S22，以防止线电压vB和vC之间的短路。如图12所示，在桥x和桥y的左桥臂中，桥y的开关S15应与桥x的开关S23互补，以防止线电压vB和vC之间的短路，因为开关S25是正向偏置的，且电压vC高于电压vB。出于同样的原因，在桥x和桥y的右桥臂中，桥y的开关S22应与桥x的S16互补，因为开关S12是正向偏置的。
[0070] 在0°≤θ≤30°的间隔内，电压vC低于电压vA和vC，桥y的开关S15和S25的体二极管正向偏置，开关S15和S25可以在如图4B所示的整个间隔期间保持导通。出于与上面讨论的在-30°≤θ≤0°的间隔中需要对开关S15和S22施加约束条件的相同原因，需要将约束条件应用于桥x的开关S13和S26。桥x的开关S13应与桥y的开关S25互补，并且桥x的开关S26应与桥y的开关S12互补，以防止线电压vB和vC之间的短路。上面讨论的六个开关S21，S14，S13，S26，S15，S22用作同步整流器，以绕过它们的体二极管，因为它们是正向偏置的。剩余的六个开关S11，S24，S23，S16，S25，S12以与FB-PS转换器类似的方式操作，以实现ZVS。
[0071] 如果平均相电流(ia，ib，ic)是正弦曲线并且与相电压同相，则输入相电压由下式给出：
[0072]
[0073] 在稳态时，输出电压Vo是三相输入电压(va，vb，vc)和调制系数ma的函数。根据伏秒平衡原理，
[0074] VoTS＝n[(va-vb)Tx+(va-vc)Ty] (10)
[0075] 通过将式(7)和(9)代入式(10)，得到：
[0076]
[0077] 在占空比的间隔ΔD期间，初级电流iP以线性方式从负到正增加或以线性方式从正到负减小。总变化Idx由负载电流Io决定。假设输出电流纹波与负载电流Io相比较小，当占空比损失最大时，这是满负载情况下的一个现实的假设。
[0078]
[0079] 其中Io是负载电流，n是变压器比率。总的占空比损失可以从下面的公式得到：
[0080]
[0081] 其中vP(θ)是占空比损失的间隔ΔD期间漏电感Llk两端的电压。如图2C所示，电压vP(θ)是三个线间电压中依存于角度θ而具有最高幅度的一个。
[0082] 当vP(θ)在θ＝0处最小时，获得最大占空比损失，因此：
[0083]
[0084] 其中Vm是线路侧相电压的峰值。将式(11)代入式(14)，最大总占空比损失由以下等式给出：
[0085]
[0086] 其中 是负载电阻。
[0087] 通过使用较小的漏电感Llk值可以减小占空比损耗，但代价是以较小的负载范围来实现ZVS。在本发明优选实施例的PWM方案中，零电压转换在每个周期发生两次。与等人的已知PWM方案相比，优选实施例中的占空比损失仅仅是 等人的占空比损失的大约一半，因为 等人的方案中发生了四次零电压转换。换句话
说，如果两种设计具有相同的占空比损失，则由于漏电感Llk的值较大，所以本发明的优选实施例的PWM方案在更宽负载范围上实现ZVS。美国申请号62/069,815和PCT申请号PCT/US2015/057887的PWM方案适用于诸如IGBT等单向开关。当IGBT导通电流时，IGBT的反并联二极管不被旁通，因为电流只能在一个方向上流动。 的PWM方案适用于MOSFET等
双向开关。当MOSFET导通电流时，MOSFET的反并联二极管被旁通。
说，如果两种设计具有相同的占空比损失，则由于漏电感Llk的值较大，所以本发明的优选实施例的PWM方案在更宽负载范围上实现ZVS。美国申请号62/069,815和PCT申请号PCT/US2015/057887的PWM方案适用于诸如IGBT等单向开关。当IGBT导通电流时，IGBT的反并联二极管不被旁通，因为电流只能在一个方向上流动。 的PWM方案适用于MOSFET等
双向开关。当MOSFET导通电流时，MOSFET的反并联二极管被旁通。
[0088] 为了最小化占空比损耗对线路侧电流THD的影响，可以补偿初级开关的占空比，以保持有效占空比与为 以及 计算的驻留时间(公式(3))一致。如图5A所示，占空比损失发生在矢量 的驻留时间内。因此，与矢量 相关的开关状态的实际驻留时间可重新计算为：
[0089]
[0090] 6)输出电感电流纹波
[0091] 如图6A和图6B所示，在稳态下，输出电感电流纹波随相位角θ变化。 或者时，优选实施例的PWM方案的电流纹波达到最大值并且可以从以下公式中导出：
[0092]
[0093] θ＝0时，电流纹波最小，可以从以下公式得出：
[0094]
[0095] 如图6A和6B所示，优选实施例的PWM方案中电流纹波的最大包络(即， 和时)低于 等人的已知PWM方案的最大包络，而优选实施例的PWM方案中电
流纹波的最小包络(即，θ＝0时)高于 等人的已知PWM方案的最小包络。对于
等人的PWM，如图5B所示， 的驻留时间被均匀地分开并插入在 和 之间。θ＝0
时，矢量 的两个脉冲消失，剩余的两个脉冲不均匀分布，导致电流纹波较大，如图7B所示。
通过适当地调整 和 之间 的驻留时间，可以改善 等人的已知PWM方案的电流
纹波。
流纹波的最小包络(即，θ＝0时)高于 等人的已知PWM方案的最小包络。对于
等人的PWM，如图5B所示， 的驻留时间被均匀地分开并插入在 和 之间。θ＝0
时，矢量 的两个脉冲消失，剩余的两个脉冲不均匀分布，导致电流纹波较大，如图7B所示。
通过适当地调整 和 之间 的驻留时间，可以改善 等人的已知PWM方案的电流
纹波。
[0096] 7)ZVS操作分析
[0097] 参考SVM来分析图1中各开关的ZVS操作。分析针对区间I(a)，但同样的分析可以应用于区间I(b)和其他五个区间。在区间I(a)中，涉及ZVS操作的有效矢量是 和
[0098] 图13示出了在时间t0-＝0期间具有续流初级电流iP的模式0。如图13所示，在模式0中，初级电流iP通过开关S11，S21，S14和S24进行续流或循环。模式0对应于图21中的时间t11。包括电压v1和漏电感Llk两端电压的初级电压vF被钳位到零。因为没有电流流过三相A，B，C，所以在模式0中电流矢量为
[0099] 图14示出了在时间t＝[t0，t1]期间矢量从 变化到 的模式1。当如图13所示的开关S24关闭时，模式1开始。然后，由于开关S24，S16，S12和S22之间的谐振，存储在漏电感Llk中的能量开始传递到开关S24，S16，S12和S22的输出电容。初级电流iP也开始谐振至零。在时刻t1，当开关S16两端的电压达到零时，二极管D16开始导通，如图16所示。为了实现开关S16的ZVS，存储在漏电感Llk中的能量对电容器C24，C16，C22和C12的总等效电容进行充电。变压器Tr的寄生电容也被视为总等效电容的一部分。该谐振可以使用图15中所示的简化电路来分析。因为在这个谐振过程中，相A，B，C之间的输入电压是恒定的，所以相A，B，C可以认为是短路的。在图15的简化电路中，电容器C12和C22串联并与电容器C24和C16并联。等效电容Ceq可以通过下式计算：
[0100]
[0101] 其中Co是每个开关的输出电容，CTR是变压器Tr的寄生电容。等效电容的计算基于输出电容Ceq在不同电压下恒定这一假设，以简化分析。可以使用更多的复杂模型来导出更精确的等效电容。存储在漏电感Llk中的能量将输出电容Ceq从0V充电到电压vAB。在模式1期间，初级电压v1被钳位到零，因为相对于负载侧的初级电流iP小于输出电感器电流iL，并且初级电流iP和输出电感器电流iL之间的电流差异通过包括二极管D1，D2，D3，D4的桥式整流器来续流。由于电容Ceq中的能量与输入线电压的平方成正比，所以当电压vAB处于其最高值、在电压vAB峰值处对电容Ceq充电所需的能量Ec为下式时，将出现实现ZVS的最坏情况。
[0102]
[0103] 因此，存储在漏电感Llk中的最小能量应该等于能量Ec。该分析与针对FS-PS转换器的分析完全相同。在模式1结束时，漏电感Llk两端的电压为电压vAB。开关S24，S16，S22和S12两端的电压分别为vAB，0， 和
[0104] 图16示出了在t＝[t1，t3]期间具有线性电流变化的模式2。在模式2期间，电压vAB出现在漏电感Llk两端，因为初级电压v1仍然被钳位到零，并且因为初级电流iP的反射电流与输出电感器电流iL之间的电流差会通过桥式整流器续流。结果，初级电流iP从负向正线性上升。在时刻t＝t2，在初级电流iP过零之前，开关S16在零电压下导通。模式2在初级电流iP达到输出电感电流iL时结束，结果，线电压vAB出现在变压器Tr的初级侧，完成从 到 的矢量转换。
[0105] 图17示出了在时间t＝[t3，t5]期间由电流矢量 将能量从初级侧转移到次级侧的模式3。在模式3期间，当线电压vAB出现在变压器Tr的初级侧时，能量从初级侧转移到次级侧。由于交流电流进入相A并通过相B返回，电流矢量为 在模式4中，开关S12在时刻t4导通，准备从 到 的矢量转换。由于开关S12两端的电压在其导通时不为零，因此会导致导通损耗。导通损耗取决于开关电压。如在模式1中计算的那样，开关S12两端的电压为在一个30°间隔期间从0变化到 由于开关S12仅在一个30°间隔的期间内在无ZVS的情况下进行操作，并且由于开关电压较低，因此最终的开关损耗非常低。当开关S16在时刻t5关闭时，模式3结束。
[0106] 图18示出了在t＝[t5，t6]期间电流矢量从 转换到 的模式4。开关S22的体二极管最初在电流矢量转换之前是关闭的，具有反向电压(vC-vB)。在时刻t5，开关S16断开，初级电流iP开始对电容器C24，C16和C22进行充电/放电。然后，总等效电容Ceq是三个电容器C24，C16和C22以及变压器Tr的寄生电容CTR之和，如下所示：
[0107] Ceq＝3Co+CTR (21)
[0108] 其中Co是每个开关的输出电容。
[0109] 在时刻t6，电容器C22两端的电压被放电至零，如图19所示，二极管D22开始导通。在模式4结束时，从 到 的矢量转换完成，线电压vAC出现在变压器Tr的初级侧。在电流矢量转换期间，漏电感Llk与反向输出滤波电感器Lo串联，该反向输出滤波电感器Lo是从初级侧看到的等效电感，电容器C24，C16和C22由存储在漏电感Llk和输出滤波电感器Lo中的组合能量来进行充电/放电，该组合能量显著大于对电容器C24，C16和C22进行充电/放电所需的能量。因此，ZVS可以很容易地实现。为了在该电流矢量转换中实现ZVS，相电压vC应该高于相电压vB，而这种情况仅在区间I(a)中满足。在区间I(b)中，相电压vB高于相电压vC。为了在区间I(b)中实现ZVS，这两个有效矢量的开关顺序相反。
[0110] 图19示出了在t＝[t6，t8]期间使用电流矢量 将能量从初级侧向次级侧转移的模式5。在模式5期间，当线电压vAC出现在变压器Tr的初级侧时，能量从初级侧转移到次级侧。由于交流电流通过相A进入并通过相C返回，电流矢量为 在时刻t7，开关S22在零电压时导通。模式5在开关S12关闭时结束。
[0111] 图20示出了在t＝[t8，t9]期间电流矢量从 转换到 的模式6。在开关S12断开之后，初级电流iP开始对电容器C12和C16充电并且使电容器C24放电。在时刻t9，电容器C24两端的电压降为零，二极管D24开始导通，如图21所示。在模式6结束时，电流矢量完成转换，从变为 并且初级电压vP钳位到零。为了实现ZVS而被充电的总等效电容Ceq与模式4中的相同，并且存储在Llk和Lo中的组合能量被用于对电容进行充电/放电。ZVS可以很容易地实现。
[0112] 图21示出了在时间t＝[t9，t11]期间电流矢量为 并且具有续流初级电流的模式7。在模式7期间，初级电压vP被钳位到零。初级电流iP通过开关S11，S21，S16和二极管D24(或开关S24)进行续流。二极管D24开始导通后，开关S24可以在零电压下导通。因为没有电流流过A，B，C三相，所以电流矢量为 当开关S11关闭时，模式7结束，至此完成了操作周期的一半。操作周期的后半部分与前半部分相似。
[0113] 简言之，在模式1中，桥x工作，ZVS操作类似于FB-PS转换器的超前桥臂操作，其中存储在漏电感Llk中的能量被用来实现ZVS。在模式6中，桥y工作，ZVS操作类似于FB-PS转换器的滞后桥臂操作，其中存储在漏电感Llk和输出滤波电感Lo中的总能量被用来实现ZVS。模式4中描述的电流矢量转换涉及桥x和桥y，而在传统FB-PS转换器中则不存在桥x和桥y。然而，这种转换的ZVS与模式6的类似，模式6中使用存储在漏电感Llk和输出滤波电感器Lo中的总能量来实现ZVS。
[0114] 8)模拟
[0115] 图8A和8B是比较本发明优选实施例的PWM方案与 等人的已知PWM方案的模拟。在下列条件下，以10kW额定功率、ma＝0.8来设置模拟模型：
[0116] (1)Vab,rms＝208V,
[0117] (2)基频fm＝60Hz,
[0118] (3)输出电压Vo＝400V,
[0119] (4)输入线电感器Lf＝30μH,
[0120] (5)换向电容器Cf＝5μF,
[0121] (6)输出电感器Lo＝450μH,
[0122] (7)负载电阻Ro＝16Ω,
[0123] (8)匝数比n＝2,
[0124] (9)漏电感Llk＝3.5μH,
[0125] (10)开关频率fSW＝100kHz.
[0126] 图8A和8B示出了图1的三相矩阵整流器的一组模拟波形，其中vP，vs，Vd是初级侧，次级侧和输出整流器电压；iP，iL是初级电流和输出电感电流；和ia，ib，ic分别是相电流iA，iB，iC的平均(基本)相电流。图8C示出了模拟的线路侧相电压和电流。
[0127] 轻载时扩展ZVS需要大的漏电感，此时， 等人已知的PWM方案与本发明的优选实施例的PWM方案相比产生更大的THD。基于图8A中的模拟波形，利用优选实施例的PWM方案，与 等人的已知PWM方案相比，电感器电流纹波ΔiL(图3中 附
近)减少了26％。基于模拟结果，例如，本发明的当前优选实施例的PWM方案的THD约为
3.8％。模拟结果通过图9A和图9B中的实验结果得到验证，图9A和9B示出θ＝0以及或 时变压器初级电压v1和电感器输出电流。图10示出了例如在约
15％负载的情况下THD小于约3％。
近)减少了26％。基于模拟结果，例如，本发明的当前优选实施例的PWM方案的THD约为
3.8％。模拟结果通过图9A和图9B中的实验结果得到验证，图9A和9B示出θ＝0以及或 时变压器初级电压v1和电感器输出电流。图10示出了例如在约
15％负载的情况下THD小于约3％。
[0128] 利用根据本发明优选实施例的PWM方案，线电流THD在大约5％内，并且实现单位功率因数。但是，观察到电流波形中存在小电流失真。如图8C所示，电流波形中存在突然跳变(Δia＝4A)。这种电流失真是由于：
[0129] (1)漏电感Llk降低了有效占空比，导致占空损失。如图8A所示，相电流iA和iB的波形不是完美的方波，因为边缘的斜率由漏电感Llk确定。如果在轻负载情况下需要大的漏电感来扩展ZVS，那么线电流的THD可能会超过工业上所需的标准THD。
[0130] (2)在基于电感电流在一个开关周期内恒定这一假设而计算驻留时间的过程中，输出电感电流纹波会引入误差。
[0131] (3)在每个区间中从区间I(a)转换到区间I(b)的过程中，开关顺序被逆转，这导致在两相之间电流中出现突然的小跳变。如图11所示，由于区间I(a)和I(b)之间的顺序改变，相电流iB和iC中两个相邻电流脉冲之间的间隙突然改变。
[0132] 本发明优选实施例的SVM技术和PWM方案优选地使用控制器来实现。在本发明的优选实施例中，为了计算PWM方案的驻留时间，控制器测量变压器初级电流ip(或电感器电流iL)，线电压ua，ub，uc和输出电压uo。该控制器可以是任何合适的控制器，包括例如PI控制器、PID控制器等。该控制器可被实现在被编程为提供上述功能的IC器件或微处理器中。可使用任何合适的控制器。
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