【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであり、
特に入力電流波形を正弦波状に保ちつつ、効率よく動作するＡＣ／ＤＣコンバータ及び効率よく動作するＤＣ−
ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】 ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力電流波形を正弦波状に保ちつつ、効率よく動作する回路としては、入力ＡＣの周波数より充分高い周波数でスイッチングする昇圧チョッパ回路を備えた方式が知られている。 例えば、1989年に ARPRASAD と PDZIOGAS と
S.MANIASの三名により、 IEEE POWERELECTRONICS SPEC
IALISTS CONFERENCEで学会発表された、論題「AN ACTIV
EPOWER FACTOR CORRECTION TECHNIQUE FOR THREE-PHASE
DIODE RECTIFIERS」（三相ダイオード整流器のためのアクティブ力率修正の技術）があり、その論文集のpp.5
8-65に掲載されている。 三相の昇圧チョッパ回路の構成については、相ごとに独立の昇圧チョッパ回路を備えて、出力側を連結して１個の平滑コンデンサを充電する形式の構成と、三相交流の整流回路の前の交流の相ごとに昇圧チョークを配置する回路とが示されている。 いぞれも、力率を良好に保つために、入力電流の瞬時値と入力電圧の瞬時値のいずれかまたは双方を検出して、帰還回路により動作させている。 なお、上記学会論文には、
さらに参考文献として４件の論文を引用している。 すなわち、第１参考文献：S.Manlas, ARPrasad, and PD
Zlogas,"Three-phase inductor fed SMRconverer with
high frequencty isolaion high power density and im
provedpower factor", IEEE proceedings, Vol.134, p
tB, No.4, July 1987,pp.183-191 「三相、インダクタ供給 SMRコンバータで、高周波絶縁、大電力密度、改良力率を有するコンバータ」 第２参考文献：MJKocher RLSteigerwald "An AC to
DC converter with high qualityinput waveforms", I
EEE Trans. Ind. Appl., Vol. IA-19 No.4, July/Aug.1
983 pp.586-599 「入力波形の良質なコンバータ」 第３参考文献：WP Marple,"Low distortion three-ph
ase power regulator", IBM technicaldisclosure bull
etin, Vol.22, No.3, Aug.1979, pp.970-971 「低ひずみ三相電力安定器」 第４参考文献：Dan Gauger et al,"A three-phase off
line switching power supply withunity power factor
and low TIF", in Conf. Rec. 1986 IEEE INTELEC, p
p.115-121 「三相オフラインスイッチング電源で、高力率、低 TIF」 このように、相当以前より力率修正回路については、種々の提案がされている。

【０００３】 また、比較的最近のものとしては、例えば、特開平１１−３５６０３９号公報に開示されているものがある。 すなわち、主電源より整流器を介して負荷に電流を供給する際の電流波形の好ましくない反応の抑止方法であって、昇圧コンバータの主電流入力に影響を及ぼすスイッチ信号のパルス幅変調に対する力率修正回路を用いて濾波するアクティブフィルタにおいて、整流器と負荷の間の電流通路を、複数個の並列電流路に分割し、これらの各電流路には、同じ種類のアクティブフィルタを設け、それらのスイッチ信号の位相を互いに相違させ、これらの各信号自体は同じパルス幅変調信号であり、個別の電流路の電流を加算的に重畳することにより、主電流入力において、結果的にリプル電流が減少するようにしたアクティブフィルタが示されている。

【０００４】 なお、上記特開平１１−３５６０３９号公報に記載されている文章は、原出願のドイツ語からの翻訳文であって、訳語と解釈について、不適切又は誤謬と思われる点が少なからずある。 例えば同公報段落００
１１、００１３、００２２において、ドイツ語文法上の接続法第・式の非現実話法について、適切に解釈されていない。 例えば同公報段落００１１は、より正しくは、
《一見、昇圧変換器の電流路の数を増加させると構成費用が増すようにみえ、例えば二電流路にするとあたかも費用は倍になるようにみえる。 しかしそうではない。 これについては以下の一実施例の説明により、図面を参照して、詳述する。 》と解釈すべきものと考える。 当該発明者の発明完成に至るまでの思考の過程、あるいは問題点の真相を浮き彫りにする話法と考える。 同公報末尾の図面の簡単な説明の図３については、構文把握などの脱落があり、より正しくは、《図３…立下りの縁の再構築のための原理的な回路図であって、図１の回路の昇圧チョークコイルに流れる電流の対応する測定比例値の立下りの縁を処理する。 》と解釈すべきものと考える。 同公報段落００２４の末尾の文章は、誤謬などがあり、より正しくは、《…その理由は、一方において付属の電流調整回路にとっては、電流の平均値のみが関与するのであり、また他方においては、関連接続されている連結回路の電圧制御回路は起こりうる偏差を完全に制御するからである。 コンデンサＣ1 の端子間電圧がシャント電圧に強制同期されるのは、次の再スイッチ・オンの際に生ずる。 》と解釈すべきものと考える。 訳語の不適切な例としては、同公報の請求項７、段落００１２、段落００２
４、に記載の「中間回路」は原義に照らして、「連結回路」と解釈すべきものと考える。 zwischenは、「中間」
の意味であるが、大独和辞典によれば、それは空間的な中間や時間的な中間に止まらず、２個の事物の相互関係を示すとしており、例えば、Zwischenglied を「連結リンク」としている記載を見出すことができる。 参考にした辞典類は、相良守峯編、大独和辞典及び L.DeVries
、TMHerrmann編 German-English Technical andEng
ineering Dictionary（科学技術用独英辞典）である。
本件出願人は、原文のドイツ語の記載を全文にわたって入念に解釈したものであり、上記は、その一例にすぎない。

【０００５】商用交流電源を入力とした昇圧チョッパ回路においては、昇圧ダイオードの耐圧は、数百ボルトまたはそれ以上の耐圧を必要とする。 この耐圧のダイオードとしては、いかに高速リカバリーのものといえども、
順方向電流が流れている期間の蓄積電荷のリカバリーの電流を必要とする。 このリカバリーに要するダイオード自体の電力損失と、スイッチング素子にも流すことによる電力損失が大きな問題である。 従来の回路においては、この問題について論じて、改善提案された例を見出していない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】 本発明は、昇圧チョッパ回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、昇圧ダイオードのリカバリー期間の損失を避けるとともに、
入力電流の波形と力率を良好に保てる回路を得ることを課題とするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】 この課題を解決するために、本発明では、以下の手段を提案するものである。
すなわち、交流電力を受けて直流電力を出力供給するＡ
Ｃ／ＤＣコンバータであって、整流器と、この整流器に並列接続される複数の昇圧チョッパ回路であってそれぞれ昇圧チョークと昇圧ダイオードとスイッチング素子とからなる昇圧チョッパ回路と、この複数の昇圧チョッパ回路出力に連結接続される平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに並列接続される出力端子と電圧検出器と、
前記複数の昇圧チョッパ回路のそれぞれのスイッチング素子の制御端子を駆動する制御回路とからなり、前記各スイッチング素子は位相を互いに等角度ずらして、同一の固定周波数にてパルス幅変調制御され、前記昇圧チョークのインダクタンス値又は前記スイッチング周波数については、入力交流電圧の全変動範囲、負荷電力の全変動範囲に対して前記昇圧チョークの電流が前記スイッチング素子のスイッチング周期ごとに電流が一旦ゼロ値になるインダクタンス値又は周波数に設定することを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータを提案するものである。 このＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇圧ダイオードの電流がスイッチング周波数の各周期において、ゼロより開始するので、リカバリーに関係する損失を防ぐことができる。

【０００８】また、第２の手段として、上記の昇圧チョークの電流がゼロ値である期間は昇圧ダイオードの逆方向回復時間と同等以上の長さであることを提案するものである。

【０００９】また、第３の手段として、上記のパルス幅変調制御の応答速度は入力交流周波数の周期より充分長い時間に設定しておくことを提案するものである。 この手段により、入力交流周波数の一周期内でおいてほぼ一定のパルス幅に変調されて、力率を所期の好ましい値に保つことができるものである。

【００１０】 なお、上記の第１の手段において、整流器を省いて構成し、直流入力としてＤＣ−ＤＣコンバータとして動作さることができる。 そして、その場合において、昇圧チョークの電流がゼロ値である期間は昇圧ダイオードの逆方向回復時間と同等以上の長さにすることにより、リカバリー期間の損失を避けることができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】 図１は、本発明に係るＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータの実施の形態の一例であり、その原理的な回路図である。 商用交流電源９が高周波フィルタ１を介して入力整流器２に接続されて全波整流される。 この全波整流波形は、二組の昇圧チョッパ回路に接続される。
すなわち、昇圧チョーク３と昇圧ダイオード４とスイッチング素子５とからなる第１の昇圧チョッパ回路と、昇圧チョーク１３と昇圧ダイオード１４とスイッチング素子１５とからなる第２の昇圧チョッパ回路とが、入力整流器２の出力に並列接続される。 そして、昇圧ダイオード４と昇圧ダイオード１４の出力は互いに連結されてコンデンサ７に接続される。 このコンデンサ７の両端は電圧検出器１６に接続されるとともに、出力端子１０、１
１を経て負荷２０に接続される。 スイッチング素子５とスイッチング素子１５は、制御回路８により、商用交流電源９の周波数に比較して充分高い周波数で高周波スイッチング駆動される。

【００１２】 この制御回路８は、よく知られている、
スイッチング電源駆動用の集積回路を使用することができる。 制御回路８は、基準電圧回路と、誤差増幅器と、
基準高周波発振器と、誤差増幅器の出力信号レベルと基準高周波発振器とからコンパレータによりパルス幅変調する回路と、パルス出力を所定の信号形態に処理する駆動回路などからなるものであり、内部の基準高周波発振器の発振周期を決定する外付け部品の抵抗用端子RTと、
コンデンサ用端子CTと、駆動信号出力用端子OUT1とこれより位相が１８０°異なる第２の出力用端子OUT2と、基準電圧回路の端子ref.と、誤差増幅器の非反転入力端子
AMP+と反転入力端子AMP-とその出力端子AMPOUTと、共通の接地端子GND などの端子がある。 基準高周波発振器の抵抗用端子RTと端子GND との間には抵抗器８１を接続し、コンデンサ用端子CTと端子GND との間にはコンデンサ８２を接続する。 基準電圧回路の端子ref.に発生した基準電圧を抵抗器８４を介して誤差増幅器の非反転入力端子AMP+に接続する。 また、反転入力端子AMP-には、抵抗器８９を介して電圧検出器１６からの検出信号を接続する。 同時に、反転入力端子AMP-とその出力端子AMPOUT
との間には負帰還用の回路定数であるコンデンサ８５と抵抗器８６と抵抗器８８とコンデンサ８７との直列回路とをそれぞれ接続する。

【００１３】 抵抗器８１の抵抗値をRTとし、コンデンサ８２の静電容量値をCTとすると、発振周波数ｆは、例えば次式で与えられる。

【００１４】 ｆ＝1.1 ／RT・CT …・

【００１５】 一例として、・式にRT＝７．９キロオーム、CT＝１０００ピコファラッドを代入して計算すると、ｆ＝１４０キロヘルツとなる。

【００１６】 抵抗器８９の抵抗値をＺ１とし、抵抗器８６、８８とコンデンサ８５、８７等で形成される回路網のインピーダンス値をＺ２とすると、制御回路８の中の誤差増幅器の利得Ｇは、次式で表される。

【００１７】 Ｇ＝Ｚ２／Ｚ１ …・

【００１８】 一例として、Ｚ１＝２．２キロオーム、
Ｚ２の構成要素として、抵抗器８６が１００キロオーム、抵抗器８８が１００オーム、コンデンサ８５が１マイクロファラッド、コンデンサ８７が０．１マイクロファラッドとして、全体利得がゼロデシベルになる周波数は、約５０ヘツルであった。 なお、コンデンサのリアクタンスは、１／２π・（周波数）・（静電容量）の式により算出し、抵抗器とは自乗和や逆数和などをとって、
利得Ｇを計算する。

【００１９】 電圧検出器１６からの検出信号を受けて内部の基準電源と比較して、出力端子１０、１１の電圧値が所定値になるように、パルス幅変調した駆動信号を発生する。

【００２０】 この構成のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、動作モードとして、各スイッチング素子は位相を互いに１８０°ずらして運転させ、同一の固定周波数にて出力電圧を一定にするためのパルス幅変調制御のみでスイッチング駆動するとともに、パルス幅変調制御の応答速度は入力交流周波数の周期より充分長い時間（例えば、５０ヘルツに対して５ヘルツ以下）に設定しておく。 また、昇圧チョークの３、１３のインダクタンス値については、入力交流電圧の全変動範囲、負荷電力の全変動範囲に対して昇圧チョークの電流がスイッチング素子のスイッチング周期ごとに電流が一旦ゼロ値になるインダクタンスに設計しておく。

【００２１】 図２の波形図は、横軸についてはすべて時間経過を示し、縦軸は、それぞれ図１に示す回路の各部の電流の波形を示す。 すなわち、縦軸の上から順に、
i3は昇圧チョーク３の電流波形を示し、i13 は昇圧チョーク１３の電流波形を示し、i2は入力整流器２の出力電流波形を示し、i5はスイッチング素子５の電流波形を示し、i15 はスイッチング素子１５の電流波形を示し、i4
は昇圧ダイオード４の電流波形を示し、そしてi14 は昇圧ダイオード１４の電流波形を示す。

【００２２】 時刻t0において、スイッチング素子５がオン駆動されて、スイッチング素子５の電流i5はゼロ値より直線的に電流増加する。 同時に昇圧チョーク３の電流i3もゼロ値より直線的に増加する。

【００２３】 時刻t1において、スイッチング素子５をオフ駆動すると、スイッチング素子５の電流i5は急速にゼロ値になる。 このとき、昇圧チョーク３に蓄積されたエネルギーは昇圧ダイオード４を通して負荷２０へ電力供給する。 昇圧チョーク３の電流i3もピーク値から、入力電圧と出力電圧の差の値に対応した傾斜で減少する。

【００２４】 時刻t2において、以前より流れていた昇圧チョーク１３の電流i13 と昇圧ダイオード１４の電流
i14 が減少しつつゼロになる。 この時刻t2から後の時刻
t3までの区間は、昇圧チョーク１３の電流i13 をゼロに保ついわゆるデッドタイムである。

【００２５】 時刻t3において、スイッチング素子１５
がオン駆動されて、スイッチング素子５の電流i15 はゼロ値より直線的に電流増加する。 同時に昇圧チョーク１
３の電流i13 もゼロ値より直線的に増加する。

【００２６】 時刻t4において、スイッチング素子１５
をオフ駆動すると、スイッチング素子１５の電流i15 は急速にゼロ値になる。 このとき、昇圧チョーク１３に蓄積されたエネルギーは昇圧ダイオード１４を通して負荷２０へ電力供給する。 昇圧チョーク１３の電流i13 もピーク値から、入力電圧と出力電圧の差の値に対応した傾斜で減少する。

【００２７】 時刻t5において、昇圧チョーク３の電流
i3と昇圧ダイオード４の電流i4が減少しつつゼロになる。 この時刻t5から後の時刻t6までの区間は、昇圧チョーク３の電流i3をゼロに保つデッドタイムである。

【００２８】 時刻t6において、スイッチング素子５がオン駆動されて、スイッチング素子５の電流i5はゼロ値より直線的に電流増加する。 同時に昇圧チョーク３の電流i3もゼロ値より直線的に増加する。

【００２９】 時刻t7において、スイッチング素子５をオフ駆動すると、スイッチング素子５の電流i5は急速にゼロ値になる。 このとき、昇圧チョーク３に蓄積されたエネルギーは昇圧ダイオード４を通して負荷２０へ電力供給する。 昇圧チョーク３の電流i3もピーク値から、入力電圧と出力電圧の差の値に対応した傾斜で減少する。

【００３０】 時刻t8において、昇圧チョーク１３の電流i13 と昇圧ダイオード１４の電流i14 が減少しつつゼロになる。 この時刻t8から後の時刻t9までの区間は、昇圧チョーク１３の電流i13 をゼロに保つデッドタイムである。

【００３１】 時刻t9において、、スイッチング素子１
５がオン駆動されて、スイッチング素子５の電流i15 はゼロ値より直線的に電流増加する。 同時に昇圧チョーク１３の電流i13 もゼロ値より直線的に増加する。

【００３２】 時刻t10 において、スイッチング素子１
５をオフ駆動すると、スイッチング素子１５の電流i15
は急速にゼロ値になる。 このとき、昇圧チョーク１３に蓄積されたエネルギーは昇圧ダイオード１４を通して負荷２０へ電力供給する。 昇圧チョーク１３の電流i13 もピーク値から、入力電圧と出力電圧の差の値に対応した傾斜で減少する。

【００３３】 時刻t11 において、昇圧チョーク３の電流i3と昇圧ダイオード４の電流i4が減少しつつゼロになる。 この時刻t11 から次の周期の始点時刻t0までの区間は、昇圧チョーク３の電流i3をゼロに保つデッドタイムである。

【００３４】 ここで電流i3のゼロ値の期間、時刻t5からt6までの区間又は時刻t11 からt0までの区間、は昇圧ダイオード４の逆方向回復時間と同等以上の長さであり、また、電流i13 がゼロ値の期間、時刻t2からt3までの区間又は時刻t8からt9までの区間は昇圧ダイオード１
４の逆方向回復時間と同等以上の長さである。 これにより昇圧ダイオード４又は１４を流れる電流がゼロになった後に、それらの逆方向特性が回復した状態でスイッチング素子５、１５をオンさせるので、昇圧ダイオード４、１４の逆方向回復時の損失をゼロにすることができる。

【００３５】 昇圧チョークのインダクタンス値又は前記スイッチング周波数については、入力交流電圧の全変動範囲、負荷電力の全変動範囲に対して前記昇圧チョークの電流が前記スイッチング素子のスイッチング周期ごとに電流が一旦ゼロ値になるインダクタンス値又は周波数に設定するという、本発明の手段の主要な条件を満たすためには、例えば図２の電流i3の波形図において、時刻t0から時刻t1までの電流i3の波形の上昇傾斜をインダクタンス値の選定により定め、かつスイッチング周期を・式により定めることにより、本発明の手段の主要な条件を満たすことができる。

【００３６】 パルス幅変調制御の応答速度は入力交流周波数の周期より充分長い時間に設定しておくという条件を満たすためには、図１に示す回路図において、抵抗器８６、８８、８９の値とコンデンサ８５、８７の値から・により周波数依存性により利得を算出して、所定の条件を満たすことができる。

【００３７】 図３は、図２における電流i2の波形図を時間軸について入力交流周波数の半周期にわたって表示したものである。 なお、横軸の時間軸については、実際の高周波に比較して相当に誇張した概念上の図解である。 この図解のように、入力電流を全波整流した電流i2
のピーク値の包絡線は、交流入力半周期では、交流入力電流の正弦波形とほぼ等しくなる。 図３の横軸の下側に併記したように、スイッチング素子５の電流i5とスイッチング素子１５の電流i15 のオン区間は、一定幅であり、昇圧ダイオード４の電流i4と昇圧ダイオード１４の電流i14 のオン区間は、入力交流の電圧の瞬時値の大きさに対応した可変幅である。

【００３８】 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータを実際の回路で動作させた場合の実測値は、交流入力１００Ｖ、
５０ヘルツ、スイッチング周波数１４０キロヘルツ、出力電圧３７５．９Ｖ、出力４８５Ｗで、力率０．９９
３、効率９３％であった。 この状態で交流入力電圧を上昇させて交流入力２００Ｖにすると、スイッチング周波数は同じ１４０キロヘルツ、出力電圧３８３．４Ｖ、出力４８６Ｗで、力率０．９６３、効率９６％になる。 この特性は、力率改善回路を用いたアクティブフィルタの特性には及ばないものの、例えばＩＥＣ１０００−３−
２の規格を満たし、実用になる好特性の範囲である。

【００３９】 以上説明した本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、昇圧チョッパの回路を２組備える回路であったが、必要に応じて昇圧チョッパの回路を３組又はそれ以上の数を備える回路とすることもできる。 また、制御回路の内部回路を一部複数具備することにより、スイッチング素子のデューティレシオ５０パーセントを越えるような動作モードとすることもできる。

【００４０】

【発明の効果】 以上述べたように本発明によれば、複数の昇圧チョッパ回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、各昇圧チョッパ回路においては、断続電流モードで昇圧ダイオードのリカバリー期間の損失を避けるとともに、回路全体としては連続電流モードで交流入力波形を正弦波状に保つ機能を有し、力率を高くする効果を有する。 本発明の手段は、従来のアクティブフィルタの構成、すなわち瞬時電圧あるいは瞬時電流を検出して閉ループを構成するような複雑なものを必要とせず、所定の入出力条件に対応した範囲の、いわばプログラム設定値を備えているだけで充分であり、極めて経済的かつ安定している。 また、直流入力のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、昇圧ダイオードのリカバリー期間の損失を避けることができる。 また、複数の昇圧チョッパ回路を備えているので、スイッチング素子などの主回路部品の利用率を向上させる設計条件とすることができる可能性を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの実施の形態を示す。

【図２】 図１に示す回路の各部の電流の波形を示す。

【図３】 図２における電流i2の波形図を時間軸について入力交流周波数の半周期にわたって表示したものである。

【符号の説明】

１…高周波フィルタ ２…入力整流器 ３…昇圧チョーク ４…昇圧ダイオード ５…
スイッチング素子 ７…コンデンサ ８…制御回路 ９…商用交流電源 １０、１１…出力端子 １３…昇圧チョーク １４…昇圧ダイオード １５
…スイッチング素子 １６…電圧検出器 ２０…負荷