本发明涉及一种轴转角的数码变换器，特别涉及一种多路同步机（自整角机、旋转变压器）的转角数码变换器。

现有的将同步机的转角直接从输出电信号转变成码，大都采用移相法。并且美国已有组件出售。移相法的基本出发点是依据同步机的转角与同步机输出二相载频之间的相移成正比，而把这个相移的间隔变为方波，并用作对一个高频脉冲进行计数的闸门，所计的数即可代表该同步机的转角。苏联1982年发表的号为955152题为《轴转角的数码变换器》的专利，也采用移相法。即把与轴转角成正比的相移变为方波，但它不是用计数法，而是将此方波进行电压积分，再将此积分电压转变成数码。

移相法要求同步机载频的波形是比较理想的正弦波，任何谐波都会影响其相移;还要求电压波动要小，任何电压波动也会影响相移。由于同步机在不同的转角时，其相移也不同，所以不能随时读取数码，只能在计数完毕（或方波电压积分完毕）的特定时刻才能读数，即转换速度慢。由于移相法很难做到转角和相移的严格线性关系，因而提高精度受到了限制。移相法更容易受到电源频率波动的影响，而电源频率的波动，在某些场合下是经常发生的（特别是逆变电源，如许多雷达的电源）。

本发明的目的是提供一种采用微机（或计算机，下同省略）处理的直接把多路（或单路）同步机输出的电信号转换成角度数据的变换器。本发明采用简单的电路，用较低的成本，即可提高转换精度和转换速度。

本发明的变换器，不受同步机载频波形失真、电压波动及频率波动的影响，转换速度快，随时可以读取同步机的转角数据，而且任何角度的精度都一样。特别适合多路同步机转角的同时测量。但本发明只适合于有微机应用的场合。在微机中只要划出一个中断程序就可以了，而不影响微机主程序工作。实际上转角转变成数码大部分也是供微机处理的。

为了便于理解本发明，首先简述一下本发明中同步机转角的计算和判别。

同步机输出二相被其转角调制的信号，其包络是正交的。如果象自整角机输出是三相的，那么可以通过SCOtt变压器变成正交的二相。经同步检波后，解出二个正交的低频信号，对应调制信号的包络。二相关系如下：

a＝ASinθ

b＝ACOSθ

式中a为a相的瞬间值;b为b相的瞬间值;A为幅值;θ为瞬间转角。

同步机360°转角可分为四个象限。上述二相正交的低频信号在四个象限中简单的数学关系如下：

一象限    Sin（θ+2π）＝Sinθ

COS（θ+2π）＝COSθ

二象限 Sin（θ+ (π)/2 ）＝COSθ

COS（θ+ (π)/2 ）＝-Sinθ

三象限    Sin（θ+π）＝-Sinθ

COS（θ+π）＝-COSθ

四象限 Sin（θ+ 3/2 π）＝-COSθ

COS（θ+ 3/2 π）＝Sinθ

由上述四组数学式可见，只要知道a相和b相的符号位，就可以判别转角在哪一个象限，然后再计算θ值。

为了保证θ值的精度和减少电源电压的影响，利用二相信号正交的特点，在每个象限里分二段来计算它们的tgθ或Ctgθ值。当tgθ＞1时，计算Ctgθ;当Ctgθ＞1时，计算tgθ。即以45°作分界线。因为tg≤1或Ctgθ≤1计算的θ值，角度与函数值的关系线性较好，保证了计算精度;又由于tgθ＝ (Sinθ)/(COSθ) ＝ 1/(Ctgθ) ，即由正交的二相相除而得，则减少了电源波动的影响。

根据上述的分段计算和360°内分成四个象限，则实际角度分八个区来计算，列表如下：

以上转角的判别和计算，是把被同步机转角调制的二相电信号解调出包络之后，通过A/D转换，再送到微机运算的。微机的中断处理和运算程序是很简单的，这里就不赘述了。

当然真正的机械起始角度和电气起始角度存在着一个固定的差值，测出这个值并减去之，便可以得到真正的角度。

本发明有两种不同的方案。其一，转换精度高，但成本偏高;其二，转换精度略低，但成本却大大下降。以适于不同的应用场合。

〔方案一〕

现就图1～5为例，比较详细地叙述一下本方案的具体内容。

图1为四路同步机转角同时测量的电路方框图。当然可以接更多的同步机，只要选择合适的多路模拟转换开关或增加其数量就可以了。只是为了说明的方便，仅以四路为例。其中二台为自整角机，二台为旋转变压器。

自整角机输出三相被其转角调制的电信号，其包络之间相差为120°（见图2a、b、c）。二台自整角机输出的电信号分别加到图1中SCOtt变压器1、2的输入端，SCOtt变压器将输入信号变为包络相差90°二相正交的调制信号（见图2d、e），并使其电压变为适合于A/D转换的电压。

旋转变压器本身输出的就是二相包络正交的调制信号。二台旋转变压器输出的调制信号分别接到图1中的普通变压器3、4的输入端，该变压器输出的仍是二相包络正交的调制信号，只是将输入信号变为适合A/D转换的电压。

由此获得了四组八路适合A/D转换电压的包络正交的调制信号，分别加到图1中八个采样保持电路5～12的输入端。每组二相包络正交的调制信号，它们的每一组相当于载频被抑制的双边带调制信号（如图3a）。这样就可以用一个与励磁电源频率相同的采样脉冲（如图3b），输入到采样保持电路，并对准调制信号的峰点进行采样和保持，从而同步解调出相差90°的二相正交包络信号（图3C为二相包络信号中的一相），即相当于在前面同步机转角的计算和判别中所述的a相或b相的正弦和余弦信号，这就是采样保持电路的输出信号。只有这二相包络信号对计算角度有用，而其载频是无用的。

输入到采样保持电路的采样脉冲是由图1中采样脉冲发生器20产生的。该发生器的输入信号是同步机的励磁电源通过图1中励磁变压器17供给的。图4为采样脉冲发生器的电路方框图。图4中比较器22将变压器17输入的励磁电源信号（如图5a）形成方波（如图5b），再经过单稳延时电路23产生一个脉冲信号（如图5C），该脉冲的后沿对准图5中输入信号a的峰值，用此脉冲信号触发单稳电路24，则产生一个约5μS的较窄脉冲（如图5d），即图3采样脉冲b。

采样保持电路输出的八路模拟包络信号送至图1中多路模拟转换开关13，该开关由图1中微机16控制其地址线01，选通其中一路模拟信号输出，并通过图1中缓冲级14逐个送到图1中A/D转换器15。

这里微机处理的方法是灵活的，可以把八路四组信号轮流转换并送到微机后，再处理每组信号的同步机的转角，也可以每组转换送微机处理角度后，再处理另一组，视用途而定。

图1中时钟电路（图1中21）产生的时钟信号，供A/D转换用，因A/D转换器是逐次比较型的。在A/D转换器收到微机（接口电路未画出，下同）通过04线发出启动信号后，时钟信号控制A/D转换器进行工作。转换结束后送出一个转换结束的状态信号，通过导线03通知微机，然后微机通过数据总线02将转换数据读入，由于A/D转换的速度很快（约100μS），因此各路转换后的数据可以看作是同时的。

微机通过导线04启动A/D转换，其启动时刻是由来自采样脉冲发生器20的采样脉冲的后沿启动的。因为这时采样保持的信号已稳定，且没有衰减，微机就进行中断处理，这样既时间快，又不影响微机的主程序工作，同时又可以保证转换精度。

众所周知，为了提高转换精度，必须选用高bit位（即分解度）的A/D转换器。但单靠增加A/D转换器的bit位以减少量化误差是不够的。因为同步机励磁电源电压的略微变化，会使全部量化的低位数失效，即使A/D转换器的基准电压非常稳定，也无济于事。

本发明采用的A/D转换器与现有的逐次比较式的A/D转换器有所不同，其基准电压不是恒定的基准电压，而是浮动基准电压。该浮动基准电压是从同步机励磁电源中采样获得的，因该浮动基准电压与同步机的励磁电源电压等比变化。当励磁电压升高或降低时，同步机输出的信号及采样解调出的包络信号也等比地变化，而浮动基准电压也等比地变化，所以转换后的数据是不变的。从浮动基准电压产生的过程中可以进一步说明这一点。

由图1中励磁变压器17将来自同步机的励磁电源电压变到相应于符合基准电压要求的值，加到图1中采样保持电路18上，来自图1中采样脉冲发生器20的采样脉冲也输入到该采样保持电路上。对该电压采样保持后，取得浮动基准电压，通过图1中驱动器19送到A/D转换器的基准电压端。由于该采样脉冲和包络解调的采样脉冲来自同一个采样脉冲发生器，因而保证了当励磁电压变化时，浮动基准电压和 解调后的包络电压等比例地变化。在这种情况下，即使电源频率波动也是等比的，即不受电源频率波动的影响。从而进一步保证了A/D转换出来的数据基本不变。这里驱动器19一方面使浮动基准电压有一定的驱动功率，以满足A/D转换的要求;另一方面由于驱动器有很低的输出阻抗，这样就保证了浮动基准电压不受A/D转换器在转换过程中各种开关电流的影响。

经实验，当采用12bit位的A/D转换器、励磁电压在190～242V之间变化时，A/D转换出来的数据仅变化1个bit（全量程共4096个bit），通过计算机处理后，转换精度高于0.1°。再提高A/D转换器的bit位，转换精度仍可提高。

图1中微机16将所有读入的数据读取后，对每一台同步机的一组正交的包络，通过八个区的鉴别和tgθ（或Ctgθ）的计算，这与前述中同步机转角的计算和判别一样，便可获得每台同步机的转角数据，供显示、控制、传输或存贮用。特别需要指出的是，为了区分八个区，A/D转换器必须带有符号位。

〔方案二〕

本方案与方案一的主要不同点是采用价格较低、不带符号位且带有多路模拟转换开关的bit位较低的A/D转换器，如八位的ADC0809，其自身带有八选一多路模拟转换开关，还带有三态门的数据锁存器，可以直接接到微机数据总线上去，简化了接口电路，并且输出电平不经过转换，即可与微机匹配，因而简化了电路。尽管转换精度稍差，但成本却大大下降。如同是四路同步机转换，方案一如采用12bit位的ADC1210，转换精度优于0.1°;而本方案若采用8bit的ADC0809，转换精度可达0.3°。但方案二的成本仅是方案一的十分之一左右。这是因为A/D转换器是线性集成电路，成本昂贵，其精度每增加二个bit，成本要几倍的增加。

由于本方案采用不带符号位的A/D转换器，只方便于接成单极性的A/D转换器。这就需要另外产生一个符号位状态信号供微机判别八个区用（见前述的同步机转角的判别与计算）。此外不能用峰-峰值转换，因为峰-峰值不能代表Sinθ或Cosθ的幅值，所以必须经过绝对值转换后，才能供微机处理。用绝对值A/D转换出来的数据，除可以代表Sinθ或COSθ值外，而且由于信号的幅度压缩了一半（负半周变成了正半周），可以通过放大一倍，也可以通过将变压器次级匝数增加一倍，来达到原来的峰-峰值，增加了信号的动态范围，则转换出来的精度比原来可高出一倍，相当于增加一个bit位，这也是用绝对值转换的原因。结合外增加一个符号位，总的精度相当于增 加二个bit。

虽然绝对值放大器已有现成电路，但使用运算放大器搭成的绝对值放大器，往往难以做到对称和线性度好，不失真，特别小信号处更是这样。其调试工艺和元器件选择是十分苛求的。

本发明采用的对于同步机输出的角信号进行绝对值变换的电路。其特点是将包络解调和绝对值放大结合在一起。具有元器件少、转换精度较高等特点，特别是在多路角信号同时转换的情况下，更是如此。

现就图6～图9比较详细地叙述一下本方案的具体内容。

图6为四路同步机转角同时测量的方框图。当然可以接更多的同步机，只要另外增加多路模拟转换开关，适当的连接就可以了。只是为了说明的方便，仅以四路为例。与方案一一样，二台自整角机接在图6中二组SCOtt变压器1、2上，二台旋转变压器接在图6中二组变压器3、4上，由此获得了四组八路适合A/D转换电压的包络正交的调制信号。所不同的是这些变压器付边均有二个绕组。其中一个绕组是用来产生符号位状态信号，该绕组接到图6中八个正负符号鉴别电路5～12，其输出为八个符号位状态信号。该符号位状态信号一方面通过接口电路送到微机22（接口电路未单独画出来，下同）读取，供鉴别八个区用;另一方面同时送到图6中绝对值解调电路13～20，作绝对值解调用。变压器付边的另一绕组输出的调制信号，送到图6中八个绝对值解调电路13～20（每组二个，其包络正交），在来自采样脉冲发生器24、25的采样脉冲作用和符号位 状态信号的控制下，解调出四组八路绝对值信号，如图7所示。该绝对值信号送到具有多路模拟转换开关的A/D转换器21，由微机22控制其地址线01逐路进行A/D转换。转换结束后，A/D转换器送出一个转换结束的状态信号，通过导线04通知微机，然后微机通过数据总线02读取各路A/D转换后的数据信号和符号位状态信号，通过八个区的鉴别和tgθ（或ctgθ）的计算，这与前述中同步机转角的计算与判别一样，便可确定每台同步机的转角。

与方案一一样，A/D转换也必须由启动信号启动才能进行。微机通过导线03启动A/D转换，其启动时刻是由来自图6中采样脉冲发生器25的采样脉冲的后沿启动的。A/D转换也必须由时钟电路28产生时钟信号控制下进行。A/D转换器的基准电压也必须采用浮动基准电压。他是由图6中励磁变压器23将来自同步机的励磁电源电压变到相应于符合基准电压要求的值，加到图6中双向电子模拟开关26上，来自图6中采样脉冲发生器25的采样脉冲也输入到该开关上，并将该电压进行采样保持后，取得基准电压，通过图6中驱动器27送到A/D转换器21的基准电压端。上述的工作过程及原理与方案一完全相同，这里就不详细叙述了。

现就与方案一不同的部分，即符号位状态信号及绝对值信号的产生，进行比较详细的叙述。

图8为绝对值解调电路、采样脉冲发生器及正负符号鉴别电路的电路图。在图8中输入信号是一组包络正交的调制信号中的一个加在 普通变压器T1（自整角机则为SCOtt变压器）的输入端，由它产生绝对值信号及符号位状态信号的过程如下：

为了解调出符号位状态信号与绝对值信号，需要采样脉冲。与方案一一样，采样脉冲由同步机的励磁电源中获取。励磁电压加在励磁变压器T2（相当于图6中的23）上，其付边为一组对称的相位相反的信号（如图9a，这里只画出一个，另一个与其反相），这二个信号分别加在比较器CP2和CP3上，与零电平比较，形成二个相位相反的方波（如图9b、c），该方波分别触发二个单稳电路M1和M4，使其输出的单稳脉冲的后沿对准T2付边信号的峰值处（如图9d、e）。d为方波b触发，e为方波c触发。方波d、e的后沿再分别触发二个单稳电路M2和M5，产生二个相位相差180°的采样脉冲（如图9f、g），输入到正负符号鉴别电路，用来解调包络信号。这个过程与方案一中解调包络一样，将这二个采样脉冲加到图8中的双向电子模拟开关K2和K3上，由于K2和K3的输入端接在T1付边的一组对称的绕组上，输出接着保持电容，所以就可以把调制信号解调出包络信号。所不同的，T1付边是二个相位相反、幅值相等的调制信号（这里只述及到T1付边的符号鉴别的调制信号，未涉及另一组绝对值解调的输出信号），加在K2和K3上，由于采样脉冲相位也是相反的，所以解调出来的极性是相同的，所以K2和K3的输出可接在一起，这样的解调相当于采样频率提高一倍，这是精确确定符号位状态信号所必须的。因为绝对 值的解调精度也取决于符号位。解调出来的包络通过比较器CP1与零值比较，大于零的信号为高电平，低于零的信号为低电平，这样就产生了符号位状态信号。该信号由CP1输出端输出，送微机判别和绝对值解调。

绝对值信号解调的过程是这样的，由M2和M5输出的采样脉冲f、g（如图9）的后沿又分别触发二个单稳电路M3和M6，再产生二个相差180°的采样脉冲，用于绝对值解调。其目的是使解调绝对值的采样脉冲比解调符号位的采样脉冲稍微延时一些，使符号位状态信号稳定后，再解调绝对值。绝对值解调电路由T1付边的另一组、双向电子模拟开关K1、选通门G1～G4及缓冲器OP所组成。由比较器CP1输出的符号位状态信号通过G1来控制二个选通门G2和G3工作。当符号位是正时，G2门选通来自M3的采样脉冲（如图7b）经或门G4去双向电子模拟开关K1，来采样解调;当符号位为负时，则由G3门选通M6来的采样脉冲（如图7c）经或门G4到K1进行采样解调。由于二个采样脉冲相差180°（如图7b、c），而包络正交的调制信号（如图7a）的载频在包络过零点后，也反了180°，所以解调出绝对值信号来（如图7d）。该绝对值信号通过缓冲器OP输入到A/D转换器进行A/D转换。

从图7a的波形来看，似乎用二极管就可以直接检波出绝对值信号（全波整流）。但实际上，由于二极管是非线性的，信号小时内阻大，压降大;另外要进行A/D转换，还要进行采样保持;同时，整流的波形还要滤波，产生延时，因此不但精度达不到，电路反而复杂。