发明背景

1.发明领域

本发明涉及一种低频电源变换器，具体地说，涉及用 于气体放电器件的低频电子镇流器。更加具体地说，本发 明涉及一种用于高压钠灯的低频方波电子镇流器。

2.现有技术

高频开关方式电源变换器的一个重要应用是向气体放 电器件、特别是高压钠(HPS)灯供电。在向气体放电灯 以高频供电的情况下，高频镇流器和气体放电灯的相互作 用比起传统的低频镇流器和气体放电灯之间存在的相互作用 具有更高的程度。高频镇流器具有声共振的缺点，它会引 起各种问题，例如不稳定性、输出的高波动、或者在最恶 劣的情况下使放电管破裂。因此，对这个问题的一个最佳 解决办法是使用高频的、以直流变直流的开关方式作为可 控电流源连接到一个低频直流变交流的方波逆变器 (inverter)以向气体放电灯供电。由于它的较轻的重量、 更高的效率和不存在声共振，这种新型的具有低频输出的 高频镇流器和传统的低频镇流器或通常的高频电子镇流器 相比时具有明显的优点。此外，新一代高度完善的电子镇 流器可以被用来提供若干专门的特点，举例来说，诸如自 动的或可控的调光。

因此，对于一个高度完善的、高效的、向气体放电灯 供电的低频电子镇流器的主要设计目标应该是如下几点：

(a)极高效(≈95％)、节能及关键部件的低温升；

(b)低频方波形的灯电流(波峰因素为1)，由于瞬时 的灯功率为常数(无闪烁)所以不会发生声共振；

(c)高可靠性和长寿命(较低的功率损耗，无电解电容 器)；

(d)全可控的灯功率，消除电路电压波动和灯的老化的 影响；

(e)可编程和/或可控的调光以提供实质性的节能；

(f)当灯管达到它的寿命的终止时自动地切断电源(事 先编程)；

(g)按光照自动开关和高温保护；和

(h)功率因素校正(PF≥95％)和EMI(电磁干扰) 滤除。

现有技术在许多已知的对气体放电灯提供高频镇流器 的电路中都有体现。例如，可以用于HPS(HID)灯上的 高效电子镇流器在下列文献中作了讨论：一是美国专利 5,097,183号，题为“主从半桥式直流-交流开关方式电源 变换器”，另一是转让给本发明的受让人的、1992年5月 15日提交的美国专利申请序列号883,762，题目为“自对称 和自振荡半桥式电源逆变器”。

发明概要

本发明的一个目的是提供一种功率受控且电流受限的 电流源以实现用于HPS(HID)灯的理想的镇流器曲线。

本发明的第二个目的是提供一种功率受控的电流源， 其中功率是可选的和/或连续可变的。

本发明的另外一个目的是提供一种高频的直流到直流 变换器作为功率受控的电流源，其中不用电解电容器。

本发明的还有一个目的是提供一种具有明显地改进的 效率的高频降压变换器(buck converter)结构，其中的 控制电路是和主开关晶体管一起浮动的。

本发明的进一步的目的是提供一种电路，特别是为降 压变换器结构提供一种电路，以实现输出电压的逆变和零 电流检测。

本发明的另一个目的是提供一种高效方波全桥式逆变 器；它能在包括直流在内的非常宽的频率范围内运行。

本发明还有一个目的是提供一个控制方波全桥逆变器 的逻辑控制电路以实现在高(或零)和低频运行之间的可 编程的切换。

本发明的另一个目的是提供一个与主电压相连接的低 功率稳定逻辑供电电压源，其中不使用电解电容器。

本发明的还有一个目的是提供一个与主电压相连接的 低功率稳定逻辑供电电压源，其中不使用电解电容器。

附图简介

图1表示用于气体放电器件的包括6个基本单元的优 选电子镇流器的原理图；

图2A、2B和2C表示对应于图1的原理图的电压和 电流波形；

图3A表明由本发明的优选电子镇流器实现的以灯管 功率对灯管电压的曲线表示的镇流器曲线图；

图3B表示灯管电流对灯管电压的曲线；

图4表示在图1中指明为单元1的高功率因素预调节 器的电路图；

图5A表示在图1中指明为单元2的功率控制变换器的 电路图；

图5B说明对应于单元2的电感器电流曲线；

图5C表明输出和控制电压之间的功能关系图；

图6A表示在图1中指明为单元3和单元4的可控全桥 逆变器和点燃电路的电路图；

图6B表明在图1中指明为LD3的一个逻辑驱动单元 的4个输出控制信号；

图6C表示关于单元3在无载情况下的时序图；

图6D表明关于单元3在有载时的时序图；和

图7表示在图1中指明为单元5和单元6的逻辑电源和 监测单元的电路图。

本发明的详细说明

图1表明用于气体放电器件的优选电子镇流器的原理 图，它包括：

一个指明为单元1的高功率因素预调节器，它包括一 个升压变换器(PU-1)、一个MOSFET(金属氧化物场 效应管)驱动器(MD-1)和一个控制单元(CU-1)；

一个指明为单元2的电源控制的直流电流源，它包括 一个降压变换器(PU-2)、一个MOSFET动器(MD -2)和一个控制单元(CU-2)；

一个指明为单元3的低频方波直流到交流的变换器， 它包括全桥方波逆变器(PU-3)、4个MOSFET驱动 器(MD-3)、一个逻辑驱动器(LD-3)和一个频 率控制单元(CU-3)；

一个指明为单元4的高电压点燃电路；

一个指明为单元5的稳定的逻辑供电电压源，它包括 一个低功率半桥方波逆变器(HB)和5个线性调节器 (LR-1、LR-2、LR-3、LR-4和LR-5)；

一个指明为单元6的监测单元，它包括一个输入电压、 温度和光检测电路；和

一个气体放电器件，特别是指明为HID灯的高压钠 灯。

图2A、2B和2C表示和图1的原理图相关的优选电 子镇流器的几个特征电压和电流波形。具体而言，图2A 表示高功率因数预调节器的近似于正弦的输入电流 (Ii)。此外，图2B表示功率控制的直流电流源的输入 (Vi)和输出(Vo)电压，图2C表示在正常的低频方 式下灯电压(VL＝±Vo)和灯电流(IL)的波形。这个 图说明可以得到的灯的瞬时功率。

图3A表明作为灯功率(PL)和灯电压(VL)之间的 功能关系的图解的镇流器曲线。此外，图3B表明灯电流 (IL)和灯电压(VL)之间的关系曲线。根据图3A和3B 所示的灯电压的不同，可以区分成三个范围，即：

在预热期间恒定的灯电流的范围(0≤VL≤ VL(min))；

在一定的灯电压范围内(VL(min)≤VL≤VL(max))的恒 定的灯功率的范围；和

一个禁止范围(VL＞VL(max))，如果灯电压达到 VL(max)，镇流器将自动切断。

通过优选镇流器可以选择两种不同的标准灯管功率级 别，例如200瓦或250瓦。此外，灯功率可以连续改变以 提供调光能力，这从节能的观点而言是很有意义的。

下面将解释本发明的6个基本单元。

单元1包括一个输入滤波器F10，它示于图4中。这 个电路是以标准的升压变换器结构为基础的，它包括一个桥 式整流器B10，一个电感器L10，一个功率MOSFET M10， 一个快速整流器D10，和一个输出电容器C10。采用了可 控的导通时间和零电流接通技术。因此，峰值的和平均的 电感器电流和输入电压一样是正弦的。在图1中指明为MD -1的MOSFET驱动器是由MOSFET M11和M12来实现 的，它们的输入分别连接到双输入与非(NAND)施密特 触发电路IC10和IC11的输出端。

在图1中指明为CU-1的控制单元包括：

一个误差放大器IC15；

由电阻R11，电容器C11，MOSFET M3和与非施密 特触发电路IC13来实现的一个锯齿波发生器；

一个脉宽调制(PWM)比较器IC14；和

连接到分流电阻R10上的一个零电流检测比较器 IC12。

本发明优选的高功率因数预调节器和标准的调节器之 间一个主要差别是分流电阻R10的位置。在这种情况下， R10上的电压降(它和电感器的电流成正比)在和控制单 元的零电平比起来是正的，因而提供灵敏度和减小损耗。 这个最大的导通时间和最大电感器电流由齐纳二极管Z10 所限制。如果主开关M10像在优选实施例中那样在零电感 器电流电平时导通，则这个方法是有效的。在优选的高功 率因数预调节器和标准调节器之间的进一步的差别在于，在 本发明中利用了一个相对较小数值的薄膜电容器C10来取 代使用较大数值的电解电容器作为输出电容。在这种情况 下，如在图2B中可看到的那样，输出电压V1的波动(120 赫)较大。

单元2是接到单元1的输出电容C10上的，它示于图 5A中。在图1中指明为PU-2的电源单元是根据标准的 降压变换器的结构的，它包括一个功率MOSFET M20、 一个快速整流器D20、一个电感器L20和一个输出(薄膜) 电容器C20。在图1中指明为MD-2的MOSFET动器 是用由双输入与非施密特触发器IC20和IC21控制的 MOSFET M21和M22来实现的。在图1中指明为CU-2 的控制单元和标准的控制方法有很大的不同。这个控制电 路将说明如下：

a)浮动控制：控制单元直接连接到MOSFET驱动器 MD-2(M21和M22)因而直接接到主开关M20。

b)零电流检测利用整流器：一个和肖特基整流器D22 串接的快速整流器D21并联连接在主整流器D20上。如果 主开关M20是开路、主整流器D20是通，则在肖特基整流 器D22两端有一个约200毫伏的电压降。这个电压控制一 个连接在与非施密特触发器IC20和IC21的第一输入端上 的电压比较器IC22，它迫使M20断开，以实现在零电感 器电流时接通M20的唯一可能性。图5B说明了电感器电 流IL(t)的曲线图。

c)电感器电流的控制：假定M20为通状态和电容器C21 为放电初始状态，则它的电压Vc(t)可按下式计算： 此处t是相对于通时间段的时间，R＝R20＋R21(R22和 R23的影响忽略不计)，C＝C21，Vi和Vo为输入和输 出电压。由于电感器电流也正比于Vi-Vo，可得： $V_c\left(t\right)=\frac{V_i-V_o}{\mathrm{RC}}t$ $i_L\left(t\right)=\frac{\mathrm{RC}}{L}{V}_c\left(t\right)$ 此处L是电感器L20的电感量。利用一个接到双输入的与 非施密特触发器IC20和IC21的第二输入端的电压比较器 IC23，峰值电感器电流可以按下式导出： $I_p=\frac{\mathrm{RC}}{L}{V}_r---\left(1\right)$

此处Ip是峰值电感器电流，Vr＝12-Vf是一个给定 的参考电压，如图5A所示的那样。因此，峰值电感器 电流和平均电感器电流Ia＝Ip／2一样都可以直接由参考 电压Vr来控制。为了实现电容器C21的放电，一个小功 率P沟道MOSFET M23被接到电压比较器IC22的输 出，而电容器C21则并联到这个MOSFET的源和漏极 上。

d)控制输出功率：假定参考电压正比于输出电压Vo 的例数： $V_r=12-V_r=\frac{\alpha }{V_o},V_{o\left(\min \right)}\le V_o\le V_{o\left(\max \right)}---\left(2\right)$ 把(2)代入(1)，可得： $P_A=\frac{I_p{V}_o}{2}=\frac{\mathrm{RC\alpha }}{2L}$ 此处PA是平均输出功率。

因此，使用一种电子学的方法来实现等式(2)，就 可以解决在定的输出电压的范围内控制固定的输出功率 的问题，下面将予以说明。

e)函数关系式Vr＝α/Vo的电子学实现法：通过使用 整流器D23和平滑电容器C22使输出电压Vo提升到浮动 控制电平。这基本上是反馈方法，它特别地用于在电感器 20上而不用加第二绕组的降压变换器结构中。利用分压电 阻R24和R25以及齐纳二极管Z20和Z21分别和电阻R26 和R27串联连接，可以实现对函数Vr＝α/Vo(在输出电 压的某一范围内)足够的(±1％)近似，如图5C所示那 样。如果Vo＜Vo(min)，则Vr以及随之还有Ip(Ia)就被 齐纳二极管Z22限制在相应的值上，也如图5A所示。

为了实现电容器C21的放电，一个小功率P沟道 MOSFET M23接在电压比较器IC22的输出端，电容器C21 则并联连接到这个MOSFET的源和漏极。

对于HPS灯，假定标称灯电压为100伏，则Vo(min)≈ 80伏，Vo(max)≈160伏，IL(max)≈3安。输出电压可以 用一个齐纳二极管Z23(Vz＝160伏)来限制，它和一个 限流电阻R28和光耦器OC20(它也联连到IC22)串联连 接在一起以提供主开关M20的开断状态。输出功率可以通 过改变电阻器R21的值来改变。例如，假定R＝R20＝ R21，则输出可以为250瓦，而如果R＝R20(R21＝0)， 则输出功率为250瓦。此外，通过连续减小电阻R21的阻 值，可以实现输出功率(灯功率)的连续调光，这从节能 的考虑来说是有益的。

单元3是连接到单元2的输出电容器的，它如图6A所 示。在图1中指明为PU-3的功率单元是以全桥结构为基 础的，它包括MOSFET M31、M32、M33和M34。在 图1中指明为MD-3的MOSFET驱动器是由4个互补型 MOSFET CM31、CM32、CM33和CM34构成的。此外， 互补MOSFET CM33和CM34是分别由光隔离器件OC33 和OC34驱动的，以提供对控制电平的隔离。在图1中指 明为LD-3的逻辑驱动器提供4个逻辑信号 Q1、 Q2、 Q3和 Q4以控制MOSFET驱动器MD-3。 Q1、 Q2、 Q3和 Q4的逻辑驱动器信号波形示于图6B中。逻辑驱动 器信号含有相应的死区以避免主开关的交叉导通。对称 的输入逻辑信号Q由一个双比较器IC32/2和IC32/1和 RC电路(R31、C31)移相Δt＝5微秒，从而形成信 号Qs和 Qs。IC31/1的非反相输入端和IC32/2的反相输 入端连接到含有R31和C31的RC电路的公共点。 IC32/1的反相输入端和IC32/2的非反相输入端则连接 到含有电阻R32和R33的分压器对的分共点。利用双输 入的与非门IC31/1、IC31/2、IC31/3和IC31/4，可以 从上部MO SFET动器导出4个逻辑驱动器信号，即：

        Q3＝QQs， Q4＝ Q Qs 对于下部的MOSFET动器为：

        Q1＝QsX， Q2＝ QsX 此处X是一个禁止信号(如果X＝0，则下部的MOSFET M31和M32被切断)。

在图1中指明为CU-3的逻辑控制单元实现按时 间编程的起动和再起动过程，包括对起动(点燃器)单 元(单元4)、对在正常运行(X＝1)时用以控制逻 辑驱动器的低频对称逻辑信号(Q)、以及对在无负载 或灯管失效情况下或在旧灯管的条件下自动切断的特性的 控制。控制单元CU-3包括下列功能电路：

第一电压比较器(IC33/1)，其比较电平为V1，V1 要比Vo(max)略小一些；

第二电压比较器(IC33/2)，其比较电平为V2，V2 要比V1略小一些；

第一定时器(IC34)，其定时周期为t1≈10秒；

第二定时器，包括一个数字计数器IC35和一个数字振 荡器IC36，其定时周期为t2≈120秒；

低频数字振荡器IC37，其中频率为f1≈25赫，而负 载周期(duty cycle)为任意值；

高频数字振荡器IC38，其中频率为f2≈20千赫而负 载周期为小于0.5；

一个由D型触发器来实现的T触发器，有一个时钟输 入和置位(SET)输入以提供对称的信号Q；和

两个与门IC40/1和IC40/2，还有两个反相器，其功能 从图6A上可明显看出。

图6C表示在无负载情况下(包括不成功地点燃的情况 下)的时序图。图6D表示在成功的点燃(正常运行)的 情况下的时序图。被点燃的灯管在向它提供了足够高的电 压和电流的情况下很快地工作在复杂的等离子体物理过程 (包括辉光放电)而实现电弧放电状态。在实现了电弧放 电之后，本发明的电路的一个重要任务是使灯管稳定在电 弧放电状态下。由于放电管是冷的，任何一个慢速的电流 过零过程都会引起电弧放电的熄灭。

因此，有两种不同的避免熄弧的短期的起动方法，即 施加高频电流脉冲的运行或直流运行。

短期起动操作的时间周期由第一定时器(t1≈10秒)来 实现。在短期的起动阶段之后，放电成为正常的低频(≈ 50赫)对称方波运行。不同的起动操作可以由如图6A所 示的开关S来选择，它可以在高频(HF)或直流(DC) 方式之间切换。在直流起动操作的情况下，控制电路可以 明显地简化。对于HPS灯，比较简单的直流起动方法可以 令人满意。方波全桥PU-3可以用和控制单元连接在一 起的各种标准限流方案之一来完成，该控制单元在图6A 中未示出。

单元4也示于图6A中，它连接到单元3的输出。此外， 电阻R42接到预调节器单元的输出电容器C10上。单元4 实现HID灯的点燃器，它提供高压(≈3500伏)的点燃 信号。这个电路基于一个脉冲变压器结构，它包括一个脉 冲变压器L41，一个晶闸管Th41，一个电容器C41和一 个RC电路(R41和C42)，它连接到晶闸管Th41的栅 极。电容器C41通过接到单元1的输出电容器的电阻R42 而充电。电容器C41通过晶闸管Th41周期地放电，晶闸 管被单元CU-3的数字计数器控制，其重复频率为2赫。 充满了电的电容器C41的电压(≈450伏)被变压器所提 高，该变压器有绕组N1及N2，其变比N1/N2＝8。在正常 工作时，晶闸管Th41被切断，而由带气隙的铁芯电感器 所构成的脉冲变压器则作为滤波元件而运行。此外，电感 器L41在单元PU-3改变含有死区的灯电压的极性时提 供出连续的流过灯管的电流。

单元5示于图7中，它连接到正弦交流电源上(更正 确地说是连接到单元1的共模滤波器上)。单元5用作为 一个稳定电压源，它包括一个指明为HB的低功率半桥方 波逆变器和5个线性调节器，分别指明为LR-1、LR- 2、LR-3、LR-4和LR-5。低功率自振荡半桥逆 变器(方波振荡器)包括一个整流桥B51，一个储能(薄 膜)电容器C51(它连接到B51的直流输出)、两个用作 为可控开关的晶体管T51和T52、两个电压分压器电容C52 和C53、和一个变压器L51，以作为高频半桥方波振荡器 之用。

变压器有一个初级绕组Np，两个反馈绕组Nf1和Nf2， 和5个次级绕组Ns1、Ns2、Ns3、Ns4和Ns5，以提供给 5个线性调节器的相应的(未稳压的)电压源。与RC 电路(R51、C54和R52、C55)串联连接的反馈绕组 连接到晶体管T51和T52的基极，以提供出减小的基极 (二极管)电流，并因此而使晶体管在通或断的状态间 交替地切换。自振荡的特性是由于变压器L51的励磁电 流被切断而引起的绕组中的极性改变而实现的。此外， 此电路还包括一个自关断起动电路，它由一个连续充电 的电容器C65、一个DIAC(二端交流开关元件)S51 和一个由绕组Nf1控制的晶体管T53来实现。整流后的 输出电压从高频的观点来看基本上是直流电压。因此， 只要小容量的薄膜电容器就可以用作平滑元件。可以通 过使用任何标准的线性调整方法来得到稳定的输出电压 (12伏)。

单元6是作为监测单元而工作的，它包括4个施密 特触发器，它也示于图7中。4个施密特触发器ST-1、 ST-2、ST-3和ST-4(见图1)是由指明为IC61 -IC62、IC63和IC64的4个电压比较器实现的。第一 个施密特触发器(IC61)由一个光敏电阻(PH)控制 以实现光控开关。第二个施密特触发器(IC62)由一个 热敏电阻(TH)控制以实现温控开关。第三和第四施 密特触发器(IC65和IC64)由正比于输入电压的电压 VX控制以实现一个窗口比较器。晶体管T61由各比较器 的共同输出“与”连接所控制，形成了监测单元。晶体 管T61的输出(M)控制着单1和单元2，随着其M ＝0或M＝1(≈12伏)而实现它们的通或断状态。

这样，随着本发明的优选实施例已详细地表示和说 明，应该理解，对于熟悉本技术的人员所想到的这样一些 修正和改变是可以被使用而不违背在权利要求中所提出的 本发明的精神和范围的。