制方法
技术领域
背景技术
[0002] 永磁同步电机具有结构简单可靠、功率
密度高、转矩惯量比大、控制简单灵活、效率高等优点，成为了
机械加工及传动领域的核心部件，被广泛应用在工业、国防以及民用生活的各个领域。永磁同步电机是通过一个三相逆变器进行控制，三相逆变器的容量与电机的额定功率需要和应用场合匹配。在大功率应用场合，不仅要求永磁同步电机的额定功率较大，而且要求三相逆变器的容量也较大；但受到功率
开关器件的限制，大容量的逆变器不仅价格高昂，而且其额定参数也较难满足使用要求，因此传统的永磁同步电机驱动系统在大功率场合下的应用受到了限制。
[0003] 为了解决大功率场合下传统永磁同步电机驱动系统受到的局限性，故提出了开绕组永磁同步电机结构，如图1所示，这种结构将传统永磁同步电机的
中性点打开，并额外接入一个三
相变流器。因此，开绕组永磁同步电机驱动系统中使用两个三相逆变器来同时对电机供电，这样可以有效降低对单开关器件的应
力要求；具体来说，相同功率等级的情况下功率开关器件的额定
电压可以减小一半，除此之外，这种开绕组系统还具有以下两个优点：
[0004] 1.由于电机是通过两侧逆变器同时供电，使得相电压的取值出现了多种电平；对于两侧逆变器采用同一个母线电压源的结构来说，相电压的取值存在三种情况，系统整体呈现出的是一种三电平结构，多电平结构可以被用来减少相电流的谐波分量，进行更加精确灵活的控制。
[0005] 2.系统具有容错性能；在功率开关器件或者电流传感器等出现异常无法正常工作的情况下，通过相应的控制
算法可以使得电机能够在当前故障模式下继续运行。
[0006] 由于仅需要一个直流电压源，因此共直流母线开绕组永磁同步电机系统更具有研究价值。但是在这种共直流母线系统中会存在零序回路，在零序电压的作用下系统中将会不可避免的产生零序电流，而零序电流的存在会造成转矩脉动，给电机的控制
精度带来影响；此外，零序电流还会造成额外的损耗与温升，影响系统的效率及工作状况。因此，需要对共直流母线系统中的零序电流进行抑制，为了实现该目标需要不断地检测系统中的零序电流。
[0007] 目前的抑制算法中，在拓扑结构上均需要同时采用三个电流传感器来采集
三相电流ia、ib以及ic，进而利用下式直接求解得出零序电流i0：
[0008]
[0009] 但是在这些策略中，三个电流传感器的同时使用不仅增加了系统的
硬件成本，而且降低了系统的可靠性；当某个电流传感器出现故障时，上面的零序电流计算公式无法正确地计算出系统中的零序电流，系统将无法继续维持对零序电流的抑制。
发明内容
[0010] 鉴于上述，本发明提供了一种基于双电流传感器共直流母线开绕组永磁同步电机系统的控制方法，该算法通过电流观测器重构出无电流传感器那一相的相电流，进而计算出零序电流，实现对零序电流的有效抑制。
[0011] 一种基于双电流传感器共直流母线开绕组永磁同步电机系统的控制方法包括如下步骤，所述系统包括一台永磁同步电机和两台逆变器J1～J2，永磁同步电机的三相
定子绕组为开绕组结构，其一侧与逆变器J1的交流侧连接，另一侧与逆变器J2的交流侧连接，两台逆变器J1～J2的直流侧并联接于公共的直流母线；
[0012] (1)利用两个电流传感器分别采集电机任意两相定子绕组电流ia和ib，同时通过
位置编码器测量出电机的转速ω和
转子位置
角θ；
[0013] (2)根据转速ω以及任意两相定子绕组电流ia和ib，通过对不包含零序电流的另一相定子绕组电流ic'进行重构观测，进而计算得到零序电流i0；
[0014] (3)使ia和ib分别减去i0对应得到不包含零序电流的两相定子绕组电流ia'和ib'，进而利用转子位置角θ对ia'、ib'和ic'进行Park变换得到电机定子电流的d轴电流分量Id和q轴电流分量Iq；
[0015] (4)根据Id和Iq通过双闭环控制策略以及SVPWM(空间矢量
脉宽调制)技术生成逆变器J1和J2的PWM驱动
信号并施加控制。
[0016] 进一步地，所述步骤(2)中通过以下公式计算零序电流i0：
[0017]
[0018] 进一步地，所述步骤(2)中对不包含零序电流的另一相定子绕组电流ic'进行重构观测，具体过程如下：
[0019] 2.1使ia-ib作为iα，使前一时刻的β轴电流分量iβ'作为iβ，利用前一时刻计算得到的旋转角σ将iα和iβ从α-β
坐标系转换至d-q坐标系，得到对应的d轴电流分量id和q轴电流分量iq；
[0020] 2.2对id依次进行PI(比例积分)控制以及积分得到新一时刻的旋转角σ；
[0021] 2.3分别对id和iq进行低通滤波，对应得到id'和iq'；
[0022] 2.4利用新一时刻的旋转角σ将id'和iq'从d-q坐标系转换至α-β坐标系，得到得到新一时刻的α轴电流分量iα'和β轴电流分量iβ'；
[0023] 2.5最后使新一时刻的β轴电流分量iβ'乘以 后即得到不包含零序电流i0的另一相定子绕组电流ic'。
[0024] 进一步地，所述步骤(2)中对不包含零序电流的另一相定子绕组电流ic'进行重构观测，具体过程如下：
[0025] 2.1对转速ω进行积分得到新一时刻的旋转角σ；
[0026] 2.2使ia-ib作为iα，使前一时刻的β轴电流分量iβ'作为iβ，利用旋转角σ将iα和iβ从α-β坐标系转换至d-q坐标系，得到对应的d轴电流分量id和q轴电流分量iq；
[0027] 2.3分别对id和iq进行低通滤波，对应得到id'和iq'；
[0028] 2.4利用旋转角σ将id'和iq'从d-q坐标系转换至α-β坐标系，得到得到新一时刻的α轴电流分量iα'和β轴电流分量iβ'；
[0029] 2.5最后使新一时刻的β轴电流分量iβ'乘以 后即得到不包含零序电流i0的另一相定子绕组电流ic'。
[0030] 进一步地，所述步骤(4)的具体实现过程如下：
[0031] 4.1使给定的转速指令值ω*减去电机转速ω后的转速差值经PI控制后生成q轴电流指令iq*，同时令d轴电流指令id*和零轴电流指令i0*均为0；
[0032] 4.2分别对Id和Iq进行解耦：使id*减去Id后的差值经PI控制后加上对应的耦合项Δud得到d轴电压指令ud，使iq*减去Iq后的差值经PI控制后加上对应的耦合项Δuq得到q轴电压指令uq；其中：Δud＝-ωLqIq，Δuq＝ω(ψf+LdId)，Ld和Lq分别为电机的直轴电感和交轴电感，ψf为电机的转子磁链；
[0033] 4.3使i0*减去i0后的差值经PR(比例谐振)控制生成零轴电压指令u0；
[0034] 4.4利用转子位置角θ将ud和uq从d-q坐标系转换至α-β坐标系，得到对应的α轴电压指令uα和β轴电压指令uβ；
[0035] 4.5使uα、uβ和u0作为电压参考指令输入至SVPWM模
块中进行调制，生成逆变器J1和J2的PWM驱动信号。
[0036] 本发明永磁同步电机系统控制方法仅采用两个电流传感器的拓扑结构及对应的控制方法，可以同时实现对电机的转速调节和对零序电流的抑制，该控制方法可以通过减少电流传感器的使用来降低系统的成本，并且还可以有效提高传统三电流
传感器系统的鲁棒性，即在传统三电流传感器系统中当某个传感器出现故障时，采用本发明控制方法依然可以使系统正常工作。
附图说明
[0037] 图1为传统共直流母线开绕组永磁同步电机系统结构示意图。
[0038] 图2为本发明共直流母线开绕组永磁同步电机系统结构示意图。
[0039] 图3为无需转速信息的电流观测器模型示意图。
[0040] 图4为需要转速信息的电流观测器模型示意图。
[0041] 图5为本发明电机控制方法的原理示意图。
[0042] 图6(a)为使用电流观测模型观测到的相电流与真实电流的对比示意图。
[0043] 图6(b)为使用电流观测模型观测到的零序电流与真实零序电流的对比示意图。
[0044] 图7(a)为抑制零序电流过程中使用电流观测模型观测到的相电流与真实电流的对比示意图。
[0045] 图7(b)为抑制零序电流过程中使用电流观测模型观测到的零序电流与真实零序电流的对比示意图。
具体实施方式
[0046] 为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
[0047] 如图2所示，本发明基于两电流传感器的共直流母线开绕组永磁同步电机系统包括：一台永磁同步电机、两个三相变流器J1～J2、两个电流传感器、一个直流电压源Udc以及一个
控制器；其中：永磁同步电机具有三相定子绕组，三相变流器均采用可控型开关器件，本实施方式中选择的可控型开关器件是IGBT；永磁同步电机三相绕组均呈现打开状态，任一相绕组的两端分别连接到变流器J1和变流器J2一个桥臂的中点；两个电流传感器任意采集三相电流中的两个，本实施方式中对a相和b相的相电流进行采集；变流器J1和变流器J2的直流输入端同时连接到直流电压源Udc上，另外有一个直流母线电容与该直流电压源并联。
[0048] 根据采集的相电流、转速以及转子位置角的关系，在控制器内部设置“速度外环+电流内环”的双闭环控制结构，并通过电流观测模型观测系统中的零序电流并增设零序控制回路，实现对零序电流的抑制；在得到相应的电压指令后，通过SVPWM调制策略分别为变流器J1和变流器J2产生相应的驱动控制脉冲信号，本实施方式中控制器采用的是DSP。
[0049] 本实施方式控制策略，具体包括了如下步骤：
[0050] A1.根据编码器的反馈信号获取电机的转速ω以及转子位置角θ，采集开绕组永磁同步电机的两相相电流ia和ib，考虑到如下关系：
[0051]
[0052] 其中：i0为系统中的零序电流，ia'和ib'为相电流里不包含零序分量i0的部分。
[0053] 因此：
[0054] ia'-ib'＝ia-ib
[0055] 不包含零序分量的三相电流ia'、ib'和ic'满足
相位互差120度、三者和为零，可设置三者分别为：
[0056]
[0057] 因此：
[0058]
[0059] 由上式可以看出，(ia'-ib')与ic'在相位上互差90度，幅值上相差 两者的关系可以用下式表达：
[0060]
[0061] 因此可以通过如图3和图4所示的两种电流观测器模型重构出ic'。在图3中无需借助电机的转速信息，将采集到的两相电流ia和ib作差并输入到
锁相环中，利用坐标定向观测转速并对其进行积分，得到同步坐标系的旋转角度σ，该角度用来进行α-β坐标系与d-q同步坐标系的坐标系转换；据此可以得到相位超前(ia-ib)90°的信号，再考虑到该信号与不含零序电流部分的c相电流之间的关系，即可获得不含零序电流部分的c相电流ic'，最后根据下式即可估算出零序电流i0：
[0062]
[0063] 在图3中，LPF表示低通
滤波器，Kp和Ki分别表示坐标轴定向的比例积分控制器的比例系数和积分系数，iα和iβ为转换到dq同步坐标系前的α轴和β轴电流分量，id和iq为同步坐标系下的d轴和q轴电流分量，id'和iq'为id和iq经过
低通滤波器后的电流分量，iα'和iβ'为转换到两相静止坐标系下的α轴和β轴电流分量。
[0064] 此外，也可以采用图4所示的电流观测模型，在图4中转速信息不再是从坐标轴定向得到，而是直接采用由编码器获得的转速信号ω；对ω进行积分，可以得到同步旋转的角度σ，将该角度σ用在α-β坐标系与d-q同步坐标系的变换中，即可更为准确、方便地实现坐标系之间的转换。为了滤除高频信号的干扰，同样在d-q轴
信号传输过程中加入了低通滤波器，在图4中用符号LPF表示；与图3相比，图4中不需要采用比例积分控制器，因此在效果与可靠性上更优越。图4中的电流符号与图3一致，即iα和iβ为转换到d-q同步坐标系前的α轴和β轴电流分量，id和iq为同步坐标系下的d轴和q轴电流分量，id'和iq'为id和iq经过低通滤波器后的电流分量，iα'和iβ'为转换到两相静止坐标系下的α轴和β轴电流分量。
[0065] A2.根据ia和ib以及观测得到的零序电流i0，结合转子位置角θ，可以完成电流的坐标变换，将静止坐标系下的电流分量ia'、ib'和ic'变换到同步坐标系下的电流分量Id和Iq。
[0066] A3.根据电机的转速ω和转子位置角θ以及d轴电流Id、q轴电流Iq和零序电流i0，可以完成电机的双闭环控制，如图5所示；在图5中Ld和Lq分别表示同步坐标系d-q轴的电感，ψf表示
永磁体磁链。
[0067] 本实施方式中双闭环控制策略的具体实现如下：
[0068] (1)预设电机的转速指令ω*，并和电机的真实转速ω作差，并将差值输入到比例积分调节器(PI)中，将该PI调节器的输出作为电流指令。
[0069] (2)按照
最大转矩电流比的原则将电流指令进行分配；本实施方案中采用的是表贴式永磁同步电机，因此设置d轴电流id*为零，将电流指令作为q轴的电流指令iq*。
[0070] (3)设置零序电流i0*为零，将id*、iq*以及i0*分别与真实的d轴电流Id、q轴电流Iq以及零序电流i0作差，并将差值输送到对应的控制器中；其中d轴和q轴采用的是比例积分控制器，用符号PI表示，零轴则采用比例谐振控制器，用符号PR表示。
[0071] (4)对d轴电压指令与q轴电压指令进行解耦，耦合项如下：
[0072]
[0073] (5)将解耦后的d轴分量和q轴分量以及零轴PR控制器的输出，作为电压参考指令，输入到SVPWM模块中进行调制，产生变流器J1和变流器J2的PWM驱动信号。
[0074] 以下我们对本实施方式进行仿真测试，其中开绕组永磁同步电机的参数如表1所示，仿真中设置的PWM开关
频率为10kHz，母线电压设置为300V，转速指令设置为1500r/min。
[0075] 表1
[0076] 电机参数 参数值额定功率 10kW
额定频率 90Hz
定子
电阻 1.8Ω
交直轴电感 35mH
磁链 0.9Wb
电机极对数 3
[0077] 图6(a)中ic'表示使用电流观测模型观测到的相电流，ic_real'表示不包含零序电流分量的真实相电流，电流误差表示真实电流ic_real'与观测到的电流ic'之间的误差；从该图中可以看出，本发明中的电流观测模型可以能够准确地对真实电流进行估算，估算误差在±0.3A以内。图6(b)中i0表示根据观测的相电流计算出的零序电流，i0_real表示真实的零序电流，Δi0表示两者之间的误差；从该图中可以看出，计算出的零序电流
波形与真实的零序电流波形保持一致，两者之间的误差在±0.2A以内。
[0078] 为了观测本发明的动态效果，在0.1s时系统切入到零序电流抑制策略，在0.2s时将负载转矩从15Nm切换至30Nm；从图7(a)可以看出，本发明电流观测模型在动态过程中依然能够保持对真实电流的观测，动态调节过程在0.02s内即可完成；从图7(b)中可以看出，估算的零序电流在负载转矩突变的情况下依然可以保持对真实零序电流的
跟踪能力，采用本发明两电流传感器技术方案，可以在稳态和动态过程中均实现对零序电流的抑制。
[0079] 上述对
实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种
修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。
