正交频分复用解调器、解调方法及接收机
阅读：376发布：2020-05-08
专利汇可以提供正交频分复用解调器、解调方法及接收机专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 实施例 公开 正交 频分复用OFDM解调器、解调方法及接收机，所述OFDM解调器包括 相位 模数转换 器 、判决器和 并串转换 器：所述相位模数转换器用于获取OFDM模拟 信号 ，提取所述OFDM 模拟信号 中各 子载波 上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；所述判决器用于根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；所述并串转换器用于将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。，下面是正交频分复用解调器、解调方法及接收机专利的具体信息内容。
1.一种正交频分复用OFDM解调器，其特征在于，所述OFDM解调器包括相位模数转换器、判决器和并串转换器：
所述相位模数转换器用于获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；
所述判决器用于根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；
所述并串转换器用于将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
2.如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，所述相位模数转换器包括相位量化器和与所述相位量化器连接的相位分解器；所述相位量化器用于将所述OFDM模拟信号的相位信息进行量化，所述相位分解器用于根据多组量化后的所述OFDM模拟信号分解出OFDM模拟信号中各子载波上的相位量化值。
3.如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，所述相位模数转换器包括信号分解器和与信号分解器连接的相位量化器，所述信号分解器用于将所述OFDM模拟信号分解为多路并行的OFDM模拟信号，所述相位量化器用于将分解后的所述多路并行的OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到各子载波的相位信息对应的相位量化值。
4.如权利要求2或3所述的OFDM解调器，其特征在于，所述相位量化器包括串行相位量化器，所述串行相位量化器用于对所述OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到包含各子载波的相位信息对应的相位量化值的函数。
5.如权利要求2或3所述的OFDM解调器，其特征在于，所述相位量化器包括并行相位量化器，所述并行相位量化器包括多路相位模数转换支路，每一路所述相位模数转换支路用于对所述OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到包含各子载波的相位信息对应的相位量化值的函数。
6.如权利要求2或3所述的OFDM解调器，其特征在于，所述相位量化器包括组合器和比较器，所述组合器将同相输入和正交输入的模拟信号进行不同权重的放大或缩小，所述比较器将缩放后的同相信号和正交信号进行比较，得到量化数字信息。
7.如权利要求6所述的OFDM解调器，其特征在于，所述组合器包括采样保持电路、正交切换电路和整数组合电路，所述采样保持电路用于对同相和正交支路模拟输入信号进行指定频率的采样，并在下一个周期保持信号，供后级电路进行组合；所述正交切换电路用于切换同相信号和正交信号，所述整数组合电路，用于实现同相支路信号和正交支路信号的整数倍缩放。
8.一种正交频分复用OFDM解调方法，其特征在于，包括如下步骤：
获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；
根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；
将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值，包括：
获取OFDM模拟信号，将所述OFDM模拟信号的相位信息进行量化，根据多组量化后的所述OFDM模拟信号分解出OFDM模拟信号中各子载波上的相位量化值。
10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值，包括：
获取OFDM模拟信号，将所述OFDM模拟信号分解为多路并行的OFDM模拟信号，将分解后的所述多路并行的OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到各子载波的相位信息对应的相位量化值。
11.一种接收机，其特征在于：包括模拟中频电路、如权利要求1至10中任一项所述的OFDM解调器和数字基带电路，所述模拟中频电路对中频信号进行放大和滤波处理，输出中频OFDM模拟信号至OFDM解调器，所述数字基带电路接收所述OFDM解调器的串行解调输出，在数字域进行基带运算和处理。
12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于，所述接收机还包括天线和射频电路，所述天线用于接收射频信号，所述射频电路用于对所述天线接收到的射频信号进行放大、滤波和下变频处理，将下变频处理后输出的中频OFDM模拟信号输出至所述模拟中频电路。
正交频分复用解调器、解调方法及接收机
技术领域
[0001] 本发明涉及无线通信技术，尤其涉及一种正交频分复用解调器、解调方法及接收机。
背景技术
[0002] 近年来，为了满足人们日益增长的信息需求，移动通信技术的发展十分迅速。第二代移动通信(The 2nd Generation，2G)时代以话音业务为主，现今第四代移动通信(4G)时代下高速数据业务持续增长，可预期未来第五代移动通信(5G)时代会有更加广泛的移动通信应用。移动通信发展中一个最重要的特点就是通信速率不断提升，从全球移动通信系统(Global System for Mobile Communication，GSM)的270kb/s持续加速至现如今，长期演进等级(Long Term Evolution)LTE Cat.18的通信速率已超过1Gb/s，甚至在毫米波通信中超过10Gb/s。速率提升在给应用带来便利的同时，也对移动通信系统的设计提出了挑战。
[0003] 在通信系统中，无线接收机的解调器是决定通信速率的核心部分，4G和5G的解调器大都支持正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)解调。为了满足高速需求，OFDM解调器的设计越来越复杂，功耗越来越大，成本越来越高。
发明内容
[0004] 为解决现有存在的技术问题，本发明实施例提供一种正交频分复用OFDM解调器、解调方法及接收机，能够降低设计难度、降低成本和功耗。
[0005] 为达到上述目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：
[0006] 一种正交频分复用OFDM解调器，所述OFDM解调器包括相位模数转换器、判决器和并串转换器：所述相位模数转换器用于获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；所述判决器用于根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；所述并串转换器用于将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
[0007] 一种正交频分复用OFDM解调方法，包括如下步骤：获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
[0008] 一种接收机，包括模拟中频电路、本申请任一实施例所述的OFDM解调器和数字基带电路，所述模拟中频电路对中频信号进行放大和滤波处理，输出中频OFDM模拟信号至OFDM解调器，所述数字基带电路接收所述OFDM解调器的串行解调输出，在数字域进行基带运算和处理。
[0009] 上述实施例所提供的正交频分复用解调器、解调方法及接收机，通过获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值，再根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息，并将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出，从而实现了可以直接获取各子载波上的相位信息并进行量化，输入信号的幅度在一定范围内的波动不会明显影响到相位信息，如此，采用调节器的接收机增益控制要求降低，有助于降低接收机设计的开销和复杂度，避免了传统的电压ADC通过电压计算得到相位，大大降低了无线接收机设计难度，降低了成本和功耗。附图说明
[0010] 图1为本发明一实施例中OFDM解调器的结构示意图；
[0011] 图2为本发明另一实施例中OFDM解调器的结构示意图；
[0012] 图3为本发明又一实施例中OFDM解调器的结构示意图；
[0013] 图4为本发明再一实施例中OFDM解调器的结构示意图；
[0014] 图5为本发明又一实施例中OFDM解调器的结构示意图；
[0015] 图6为本发明一实施例中相位量化器的结构示意图；
[0016] 图7为本发明一实施例中相位域分割示意图；
[0017] 图8为本发明一实施例中组合器的结构示意图；
[0018] 图9为本发明一实施例中OFDM解调方法的流程示意图；
[0019] 图10为本发明一实施例中接收机的结构示意图。
具体实施方式
[0020] 以下结合说明书附图及具体实施例对本发明技术方案做进一步的详细阐述。除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
[0021] 在以下的描述中，涉及到“一些实施例”的表述，其描述了所有可能实施例的子集，但是应当理解，“一些实施例”可以是所有可能实施例的相同子集或不同子集，并且可以在不冲突的情况下相互结合。
[0022] 对本发明进行进一步详细说明之前，对本发明实施例中涉及的名词和术语进行说明，本发明实施例中涉及的名词和术语适用于如下的解释。
[0023] 1)长期演进(Long Term Evolution，LTE)，是指由第三代合作伙伴计划(The 3rd Generation Partnership Project，3GPP)组织制定的通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)技术标准的长期演进。
[0024] 2)正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，属于调制复用技术，它把系统带宽分成多个的相互正交的子载波，在多个子载波上并行数据传输，是LTE中引入的关键技术之一。OFDM的主要思想是，将信号分成若干正交子信号，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端分开，以减少子信道之间的相互干扰(ISI)。
[0025] 3)子载波，在OFDM技术中，每个symbol占用的带宽都是3.84M，每个Symbol都对应一个正交的子载波，通过载波间的正交性来对抗干扰。通常情况下子载波间隔为15khz，常规循环前缀(Normal Cyclic Prefix，Normal CP)情况下，每个子载波一个时隙(slot)有7个symbol；扩展循环前缀(Extend CP)情况下，每个子载波一个slot有6个symbol。
[0026] 4)调制，是指对信号源的信息进行处理加到载波上，使其变为适合于信道传输的形式的过程，即令载波随信号而改变的技术。调制是通过改变高频载波即消息的载体信号的幅度、相位或者频率，使其随着基带信号幅度的变化而变化来实现的。
[0027] 5)基带信号，是指信号源的信息(也称为信源)含有直流分量和频率较低的频率分量。基带信号通常也叫做调制信号。
[0028] 6)已调信号，基带信号往往不能作为传输信号，需要把基带信号转变为一个相对基带频率而言频率非常高的信号以适合于信道传输，这个相对基带频率而言频率非常高的信号叫做已调信号。
[0029] 7)解调，是指从已调信号中恢复出原调制信号的过程。解调是调制的逆过程。解调方法与调制的分类相对应，解调方式主要包括频移键控调制和相移键控调制等。
[0031] 9)相移键控调制(PSK)，用载波相位表示输入信号信息的调制技术。
[0032] 为了满足移动通信技术发展的高速需求中OFDM解调器设计复杂、功耗大且成本高的问题，本申请发明人在研究中发现，由于目前的OFDM解调器是在数字域实现，需要高速高精度的电压模数转换器(ADC)事先将模拟电压信号转换成数字信号。根据信号理论，ADC的速率需要超出奈奎斯特采样率，才能保留信号的信息，这就对ADC的速率提出了高要求。由于OFDM信号在时域上包络并不恒定，存在较大的峰均比(PAPR)，这要求ADC具有更高的量化位数，以提供足够的动态范围和信噪比，因此，OFDM解调器对ADC设计提出了很大的挑战，使得复杂度越来越高，功耗越来越大，成本越来越高。业内做了很多努力以期望缓解上述OFDM解调器和ADC在复杂度和功耗和成本上的困难，包括对数字域OFDM解调算法的优化、ADC设计采用分段技术、低功耗设计技术和时间交织技术等。然而，这些努力都是基于电压ADC和数字OFDM解调器的结构，仅仅是在既定框架下对模块性能上的较小优化，并不能根本上克服上述挑战。
[0033] 而且，本申请发明人在研究中进一步发现，若需要大幅改善OFDM解调器和ADC设计的开销和难度，可以提供一种新的解调器结构，从信号调制的本源出发，重新划分数字和模拟，更加直接和高效地恢复有用信息，避开传统电压ADC电路，提升解调器的效率。
[0034] 基于此，本申请实施例提供一种新的解调器，通过从信号调制的本源出发重新划分数字和模拟，通过直接获取OFDM模拟信号中各子载波的相位信息进行量化，避开了传统电压ADC电路，从根本上避免了传统的通过电压计算得到相位所带来的设计挑战，降低了复杂度、功耗及成本。
[0035] 如图1所示，本申请一实施例提供了一种OFDM解调器10(图10)，所述OFDM解调器10包括相位模数转换器11、判决器12和并串转换器14，所述相位模数转换器11用于获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；所述判决器12用于根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；所述并串转换器14用于将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
[0036] 本申请上述实施例所提供的OFDM解调器10、解调方法及接收机，通过获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值，再根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息，并将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出，从而实现了可以直接获取各子载波上的相位信息并进行量化，输入的射频信号的幅度在一定范围内的波动不会明显影响到相位信息，如此，降低了采用解调器的接收机增益控制要求，有助于降低接收机设计的开销和复杂度，避免了采用传统的电压ADC通过电压计算得到相位，大大降低了无线接收机设计难度，降低了成本和功耗。
[0037] 这里，相位模数转换器11获取OFDM模拟信号是指，获取中频OFDM模拟信号。OFDM是一种多载波调制方式，通过多个载波等分频带。中频(IF)是相对于基带信号(I/Q信号)和射频信号(RF)而言的，中频可以有一级或者多级，是基带和射频之间过渡的桥梁。在接收机系统中，无线电信号RF进入天线，转换为IF信号，再转换为I/Q信号，其中射频信号为高频信号，通过将射频信号变频处理得到中频信号，以确保OFDM解调器10的输入信号比在合理范围内。
[0038] 相位模数转换器11为混合信号电路，输入为中频OFDM模拟信号。相位模数转换器11用于将中频OFDM模拟信号中各个子载波上已调信号的相位信息提取出来并分别量化，并输出所述相位信息对应的量化后的表征对应相位的离散数值。OFDM模拟信号Y(t)的表达式可以如下：
[0039] Y(t)＝X1(t)+X2(t)+X3(t)+…+Xn(t)
[0040] 其中，Xn(t)为第n个子载波上的信号，n＝1，2，3…；
[0041]
[0042]
[0043]
[0044] 其中，An、ωn、Cn分别为第n个子载波上信号的幅度、载波角频率和直流分量；为第n个子载波上信号被调制的相位，也即各子载波上已调信号的相位信息。在PSK和FSK调制中，信息只体现在 中，An、ωn、Cn并不加载信息，仅仅是载体和附属品。
[0045] 相位模数转换器11提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化是指，提取所述OFDM模拟信号Y(t)中各子载波上的相位信息 该相位信息为模拟信号，将其进行量化后得到对应的离散数值 离散数值 也即各子载波上的相位信息对应的相位量化值。
[0046] 判决器12获取相位模数转换器11输出的相位量化值 根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息。判决的规则可以是根据极性判决，若相位量化值对应的相位极性为正则判决为1，相位量化值对应的相位极性为负则判决为
0；或者，判决的规则可以是根据相位量化值与设置阈值的大小进行判决，若相位量化值大于设置阈值则判决为1，相位量化值小于设置阈值则判决为0；或者，判决的规则还可以是根据各子载波上相邻量化周期内相位量化值的变化情况进行判决，若相位量化值的变化满足设置条件则判决为1，若不满足设置条件则判决为0。通过判决器12将已调信号对应的相位信息解调为相应的数字信号，解调出的数字信号再进过并串转换，就可还原出原调制信号。
0；或者，判决的规则可以是根据相位量化值与设置阈值的大小进行判决，若相位量化值大于设置阈值则判决为1，相位量化值小于设置阈值则判决为0；或者，判决的规则还可以是根据各子载波上相邻量化周期内相位量化值的变化情况进行判决，若相位量化值的变化满足设置条件则判决为1，若不满足设置条件则判决为0。通过判决器12将已调信号对应的相位信息解调为相应的数字信号，解调出的数字信号再进过并串转换，就可还原出原调制信号。
[0047] 在一些实施例中，判决器12根据所述相位量化值按照设置的调制方式进行判决，得到各子载波对应的调制信息，如对于PSK调制，根据各子载波的相位信息对应的相位量化值进行判决得到调制信息；对于FSK调制，根据各子载波的相位变化情况进行判决得到调制信息。并串转换器14将判决器12解调出的各子载波对应的数字信号合并为串行调解输出。
[0048] 在一些实施例中，请参阅图2，所述相位模数转换器11包括相位量化器和与所述相位量化器连接的相位分解器102；所述相位量化器用于将所述OFDM模拟信号的相位信息进行量化，所述相位分解器102用于根据多组量化后的所述OFDM模拟信号分解出OFDM模拟信号中各子载波上的相位量化值。这里，相位量化器可以是串行相位量化器1011。串行相位量化器1011是指仅包括一路相位模数转换支路的相位量化器，通过一路相位模数转换支路以较高的速度对OFDM模拟信号的相位信息进行量化。串行相位量化器1011通过根据设置的量化周期T对中频OFDM模拟信号的相位信息进行量化，得到各子载波上相位的函数 相位分解器102根据不同量化周期分别对
应的多组量化后的OFDM模拟信号 进行运算，分
解出各子载波上的相位量化值
应的多组量化后的OFDM模拟信号 进行运算，分
解出各子载波上的相位量化值
[0049] 不同量化周期分别对应的多组量化后的OFDM模拟信号可以如下所示：
[0050]
[0051]
[0052]
[0053] …
[0054]
[0055] 通过对以上n个量化周期分别对应的OFDM模拟信号的相位信息进行量化后得到各子载波上相位的函数进行运算，可以得到n个变量
[0056] 在一些实施例中，请参阅图3，相位量化器还可以是并行相位量化器1012。并行相位量化器1012是指包括并行的多路相位模数转换支路的相位量化器，每一路所述相位模数转换支路用于对所述OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到包含各子载波的相位信息对应的相位量化值的函数。并行相位量化器1012通过多路相位模数转换支路以低速并行方式对OFDM模拟信号的相位信息进行量化，可以提升相位量化的速度，适用于速度要求更高的接收机。以并行相位量化器1012中相位模数转换支路的数量为n为例，通过该并行相位量化器1012对OFDM模拟信号的相位信息进行并行量化，得到包含各子载波的相位信息对应的相位量化值的函数 可以如下所示：
[0057]
[0058]
[0059]
[0060] …
[0061]
[0062] 相位分解器102通过对以上n路相位模数转换支路得到的包含各子载波的相位信息对应的相位量化值的函数进行运算，可以得到n个变量
[0063] 在一些实施例中，如图4所示，所述相位模数转换器11包括信号分解器103和与信号分解器103连接的相位量化器，所述信号分解器103用于将所述OFDM模拟信号分解为多路并行的OFDM模拟信号，所述相位量化器用于将分解后的所述多路并行的OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到各子载波的相位信息对应的相位量化值。这里，相位模数转换器11通过信号分解器103获取到OFDM模拟信号并分解为多路并行的OFDM模拟信号后，再通过相位量化器对所述OFDM模拟信号中相位信息进行量化。其中，每一路OFDM模拟信号可以加载单个子载波或者设置数量的多个子载波上的已调信号的相位信息。以n路子载波，每一路OFDM模拟信号加载对应的单个子载波上的已调信号的相位信息为例，信号分解器103根据n个采样点对应的OFDM模拟信号Y(t)分解为n路并行的OFDM模拟信号Yn(t)可以表示如下：
[0064]
[0065]
[0066] …
[0067]
[0068] 通过对以上n路并行的OFDM模拟信号Yn(t)对应的函数进行运算，可以得到n个变量
[0069]
[0070]
[0071] …
[0072]
[0073] 这里，相位量化器为并行相位量化器1012。该并行相位量化器1012包括n路并行的相位模数转换支路，每一路所述相位模数转换支路对应将分解后的OFDM模拟信号Yn(t)的相位信息进行量化，得到分解后的OFDM模拟信号Yn(t)上加载的子载波的相位信息的相位量化值
[0074] 在一些实施例中，如图5所示，所述相位模数转换器11包括信号分解器103和与信号分解器103连接的相位量化器，所述信号分解器103用于将所述OFDM模拟信号分解为多路并行的OFDM模拟信号，所述相位量化器用于将分解后的所述多路并行的OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到各子载波的相位信息对应的相位量化值。其中，相位量化器还可以是串行相位量化器1011。该串行相位量化器1011仅包括一路相位模数转换支路，所述相位模数转换支路将分解后的OFDM模拟信号Yn(t)各自的相位信息进行量化，得到分解后的OFDM模拟信号Yn(t)上加载的子载波的相位信息的相位量化值 这里信号分解器103根据n个采样点对应的OFDM模拟信号Y(t)分解为n路并行的OFDM模拟信号Yn(t)的方式可以同前述实施例所示，可选的，可以如公式31～3n以及公式41～4n所示，在此不再赘述。
[0075] 在一些实施例中，请参阅图6，相位量化器101可以包括组合器15和比较器16，所述组合器15将同相输入和正交输入的模拟信号进行不同权重的放大或缩小，所述比较器16将缩放后的同相信号和正交信号进行比较，得到量化数字信息。这里，组合器15进行的缩放运算，可以等效为将复平面分割为不同的扇区，比较器16的比较运算可以等效为输入信号相位定位在复平面的某一个扇区。在不同的时刻，组合器15根据比较器之前的量化结果，分别产生不同的缩放比例，比较器16对应地产生下一时刻的量化后的数字信息输出，直至完成指定精度的相位量化。请结合参阅图7，以4为量化精度为例，将复平面相位域分割为16个扇区，相位被划分为16个近似等分的扇区，扇区的边界分别为m*22.5度，m＝1～15。每个扇区分别对应唯一的二进制编码。将二进制编码采用B3B2B1B0表示，其中，B3表示同相支路信号的极性；B2表示正交支路信号的极性；B1表示同相支路信号绝对值大于正交支路信号绝对值；B0在B1为1时，同相支路信号绝对值大于正交支路信号绝对值的设置倍数、在B1为0时，同相支路信号绝对值小于正交支路信号绝对值的设置倍数。该二进制编码方式充分利用了四位二进制数的信息量，有利于节省功耗。
[0076] 请参阅图8，所述组合器15包括采样保持电路151、整数组合电路152和开关电路153，所述采样保持电路151用于对同相和正交支路模拟输入信号进行指定频率的采样，并在下一个周期保持信号，供后级电路进行组合；所述整数组合电路152，用于实现同相支路信号和正交支路信号的整数倍缩放；所述开关电路153用于实现对所述同相支路信号和正交支路信号的缩放控制和极性切换。
[0077] 这里，同相和正交支路模拟输入信号以V1+V1-VQ+VQ-表示，在下一个周期保持信号得到VIP VIN VQP VQN。整数组合电路152用于实现同相支路信号和正交支路信号的整数倍缩放，缩放比例可以根据将相位划分的扇区数量确定，该整数组合电路152可以包括多个数控跨导单元，开关电路153与所述数控跨导单元连接，用于控制VIP VIN VQP VQN相应接入的数控跨导单元的数量及输出信号的极性，通过接入数控跨导单元的数量调整被缩放的倍数，通过控制输出信号的极性获取绝对值，被缩放和取绝对值后的信号输出至比较器得到对应的量化数字。如，通过开关电路153中多个开关的闭合和断开的组合切换，控制同相支路信号开启数控跨导单元、且正交支路信号关闭数控跨导单元，进行缩放后通过比较器得到表征同相支路信号的极性的量化后数字B3；或者控制正交支路信号开启数控跨导单元、且同相支路信号关闭数控跨导单元，进行缩放后通过比较器得到表征正交支路信号的极性的量化后数字B2；或者控制同相支路信号开启第一数量的数控跨导单元、且正交支路信号开启第二数量的数控跨导单元，分别进行相应倍数的缩放后通过比较器得到表征同相支路信号绝对值大于正交支路信号绝对值的量化后数字B1；或者控制同相支路信号开启第三数量的数控跨导单元、且正交支路信号开启第四数量的数控跨导单元，分别进行相应倍数的缩放后得到表征同相支路信号绝对值大于正交支路信号绝对值的设置倍数的量化后数字B0，如此，实现提取模拟信号中相位信息并进行量化，得到与所述相位信息的对应量化精度的相位量化值。
[0078] 需要说明的是，本申请实施例所提供的OFDM解调器10中，相位量化器的结构并不局限于本申请实施例所提供的结构，本申请所属技术领域的技术人员在本申请所提供的OFDM解调器10通过相位模数转换器11获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值的教导下，可以采用其它已知的能够用于提取OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，并输出各子载波的相位信息对应的相位量化值的相位量化模数转换器。
[0079] 本申请实施例所提供的OFDM解调器10，通过获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值，再根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息，并将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出，至少具备如下方面的技术效果：
[0080] 1)、OFDM解调器10避开了采用传统电压ADC对速度和精度的高要求，大大降低了采用OFDM解调器10的接收机的设计难度，降低成本和功耗；
[0081] 2)、OFDM解调器10采用相位模数转换器11，相对于采用传统电压ADC通过电压计算得到相位而言，通过直接获取OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位并进行量化，效率更高、开销和复杂度降低；
[0082] 3)、OFDM解调器10采用相位模数转换器11获取OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位并进行量化，输入信号幅度在一定范围内的波动不会明显影响相位信息，从而降低了采用该OFDM调解器的接收机增益控制要求，有助于降低接收机设计的开销和复杂度。
[0083] 本发明实施例的另一方面，还提供一种正交频分复用OFDM解调方法，请参阅图9，该解调方法包括如下步骤：
[0084] 步骤901，获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；
[0085] 步骤903，根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；
[0086] 步骤905，将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
[0087] 这里，该OFDM解调方法可以应用于本申请实施例所提供的OFDM解调器10，可以是相位模数转换器11获取OFDM模拟信号，提取所述OFDM模拟信号中各子载波上已调信号的相位信息并进行量化，输出所述各子载波的相位信息对应的相位量化值；判决器12根据所述相位量化值进行判决，得到所述各子载波对应的调制信息；并串转换器14将所述各子载波的对应的调制信息转换为串行解调输出。
[0088] 在一些实施例中，步骤901，包括：获取OFDM模拟信号，将所述OFDM模拟信号的相位信息进行量化，根据多组量化后的所述OFDM模拟信号分解出OFDM模拟信号中各子载波上的相位量化值。这里，相位模数转换器11可以首先对OFDM模拟信号的相位信息进行量化后，再分解得到各相位信息对应的相位量化值。该相位模数转换器11可以包括相位量化器和相位分解器102。
[0089] 在另一些实施例中，步骤901，包括：获取OFDM模拟信号，将所述OFDM模拟信号分解为多路并行的OFDM模拟信号，将分解后的所述多路并行的OFDM模拟信号中的相位信息进行量化，得到各子载波的相位信息对应的相位量化值。这里，相位模数转换器11可以首先对OFDM模拟信号进行分解得到对应的相位信息，再进行量化得到各相位信息对应的相位量化值。该相位模数转换器11可以包括信号分解器103和相位量化器。
[0090] 需要说明的是，上述实施例提供的OFDM解调方法与OFDM解调器10实施例属于同一构思，其具体实现过程详见OFDM解调器10实施例，这里不再赘述。
[0091] 本发明实施例的另一方面，请参阅图10，还提供一种接收机，所述接收机包括模拟中频电路30、OFDM解调器和数字基带电路40，所述OFDM解调器为本申请任一实施例提供额OFDM解调器10。模拟中频电路30对中频信号进行放大和滤波处理，输出中频OFDM模拟信号至OFDM解调器10，所述数字基带电路40接收所述OFDM解调器10的串行解调输出，在数字域进行基带运算和处理。
[0092] 其中，所述接收机还包括天线50和射频电路20，所述天线50用于接收射频信号，所述射频电路20用于对所述天线50接收到的射频信号进行放大、滤波和下变频处理，将下变频处理后输出的中频OFDM模拟信号输出至所述模拟中频电路30。OFDM解调器10将解调得到的串行数字位输出至数字基带电路40，在数字域进行基带运算和处理，可以实现信道均衡、频偏校准、解交织和解码等多种功能。可选的，OFDM解调器10可以包含部分基带运算功能，相应的与数字基带电路40共同实现在数字域进行基带运算和处理，实现信道均衡、频偏校准、解交织和解码等多种功能。
[0093] 以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围以准。
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