【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】合衆国政府は、ローレンス・リバーモア国立研究所の事業のために合衆国エネルギー省とカリフォルニア大学とのあいだで締結された契約番号Ｗ
−７４０５−ＥＮＧ−４８に関する本発明の権利を有する。

【０００２】本発明は、高出力固体電源に一般的に関する。 より詳細には、本発明は、真空炉における電子ビーム銃、レーザーアイソトープ分離システムの蒸発器に使用される電子ビーム銃、またはプラズマスパッタリング装置などのイオン源の出力に適切な、変化しかつアークを発生する負荷の下で、制御自在で一定の高電圧出力を生成する高出力固体電源に関する。

【０００３】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】電子ビーム銃は、目標物質に衝撃を与えるために高強度の電子ビームを生成する真空炉システムなどに使用される。
電子銃は、目標物質と共に真空排気された室内に配設されるのが一般的である。 電子銃すなわち電子ビーム銃は、加熱陰極または加熱フィラメントなどの電子源と、
接地された加速陽極とを通常備えている。 陰極は、電子を加速する高い静電界を形成するために、陽極に対して高い負電位に維持される。 磁界は、一般的に目標物質へ電子を指向させるために設けられることがある。

【０００４】電子ビームにより目標物質へ衝撃を与えるあいだ、各種のイオン化された物質が放出される。 そのような物質の存在により、電子ビーム銃の各部と他のエレメントとのあいだの耐電圧機能がかなり減少することが多い。 これにより、電子ビーム銃の各部と他の構造部分とのあいだでアークが発生することがある。 このアーク発生により、電子銃の電流がかなり増加するので、電子銃構造部分と周囲のエレメントが損傷することがある。 またアーク発生により、電子銃を駆動する電源回路が損傷する。

【０００５】レーザーアイソトープ分離システムの蒸発器などの高出力で高性能の装置において、電子ビーム銃、周囲の構成部分および目標物質間の物理的間隔は、
比較的狭い。 この結果、電子ビーム銃は頻繁にアークを発生して接地することがある。 損傷を避け、かつ長寿命を達成するためには、電源出力キャパシタンスに蓄えられたエネルギーが小さいこと、およびアーク発生中のいわゆる電源通過エネルギーが小さいことが必須である。
加えて、物理的間隔が狭いため、安定した非アーク発生動作中に電子ビームが隣接する構成部分と構造部分に衝突する機会が大きくなる。 これを避けるためには、電源出力電圧を低いリプル成分で正確に制御することが重要である。

【０００６】従来のサイリスタ制御式電源は、高出力で高性能の電子ビーム銃装置には不適切である。 サイリスタ制御式電源は、６０Ｈｚの線路周波数で作動し、かつかなりの出力電圧リプルを発生するか、またはリプルを受入れできるレベルまで下げるためにかなりの出力キャパシタンスを必要とする。 電子銃アーク発生が頻繁に生じるならば、その出力キャパシタンスにより、過度に蓄積されたエネルギーが電子銃または周囲の構成部分中へ送出され、結果として寿命が短くなる。 またサイリスタ制御式電源は、比較的遅い動的応答を有するので、アーク発生中に電源通過エネルギーが電子銃にさらに加えられ、またアークが消滅したあとにランプ（ramp）が減速される。 サイリスタ制御式電源は、比較的低い入力力率を有し、高い入力調波を発生する。 これにより、高出力装置における６０Ｈｚ公共事業体電源システムのコストがかなり増加する。 またサイリスタ制御式電源は、変圧器とフィルタ構成部分が６０Ｈｚおよび６０Ｈｚの低い調波で作動するために、物理的に大きい。 多数の電源が使用されるばあい、このことは、装置の初期コストにおける重要な要素となる。

【０００７】直列パス四極真空管（series pass tetrod
e vacuum tube ）を利用する従来の電源は、サイリスタ制御式電源の多くの不具合をなくす。 四極真空管の調整特性（regulating characteristics）は、かなりの出力キャパシタンスを必要とすることなく、非常に低い出力リプル電圧を生成するのに使用できる。 またその調整特性により、入力力率を大幅に上昇し、かつ入力ライン調波を減少するダイオード整流器の使用が可能となる。 この電流を制限する調整特性、四極管グリッドの高速制御機能、および低い出力キャパシタンスは、電子銃のアークへ優れた応答をするので、電子銃への入力エネルギーは低くなり、かつアーク消滅後の回復が速くなる。

【０００８】しかしながら従来の四極真空管利用の電子ビーム電源は、それ自体に重大な欠陥を有する。 この形式の電源の効率は、サイリスタ制御式電源の約９５％と比べて８０％未満である。 その理由は、四極真空管は、
それを適切に調整するために電圧をかなり低下させなければならないからである。 また四極真空管は、フィラメント破損および陰極上のコーティングの化学的分解により消耗するので、陰極は電子を放出する機能を失う。 その結果、四極真空管は、少なくとも１０，０００時間毎に取り替える必要があり、かなり保守費用のかかる品目である。

【０００９】１０ｋＨｚ以上で作動する切替えモード直流−直流変換装置を使用する電源は、従来のサイリスタ制御式および直列パス四極真空管利用電源の欠陥をなくす可能性を有する。 切替えモード直流−直流変換装置を使用する電源は小形の変圧器とフィルタ構成部分のためにコンパクトであり、高入力力率のためにダイオード整流器で作動し、線型レギュレータ（linear regulator）
として作動しないので効率的であり、全て固体であるので保守の必要性が少なく、また高周波数で作動するので良好な動的応答を有することができる。

【００１０】アーク発生負荷を有する１０ｋＨｚ以上の高出力装置に有用な切替え直流−直流変換装置の一形式として、直列共振型がある。 直列共振型直流−直流変換装置を使用する電源は、直流電圧を生成する入力用整流器およびフィルタと、サイリスタおよび高周波数電流を生成する共振回路網からなるインバーターと、所要の出力電圧レベルを生成する変圧器と、負荷へ印加する直流を生成する整流器およびフィルタとを備える。 これは、
電子ビーム銃に使用されてきた周知の形式の電源である（１９７０年１２月１日に付与された米国特許第３，５
４４，９１３号明細書）。 高性能電子ビーム装置用のこの形式の電源における主な欠陥は、出力フィルタキャパシタンスに蓄えられるエネルギー量、および共振回路網が極性を逆にするまで負荷への電源を遮断できない点である。 インバーターの出力電流は正弦波であり、またインバーターは１０ｋＨｚ以上で作動するが、充分な出力電圧リプルをうるためには整流後にかなりのキャパシタンスが必要である。 また直流−直流変換装置は、共振回路網がサイリスタを整流するまで、アーク発生後に負荷へ電流を供給し続ける。 かかる直流−直流変換装置は、
アーク発生中に電子銃中に散逸するエネルギーに関して、従来の６０Ｈｚサイリスタ式電源より優れているが、直列パス四極真空管利用電源より劣り、また電子ビーム銃用の高性能電源に対しては適切ではない。

【００１１】数キロワットまでの低出力装置とアーク発生負荷に有用な切替え直流−直流変換装置の他の形式として、電流源パルス幅変調型がある。 この直流−直流変換装置は、１９７３年６月５日に付与された米国特許第３，７３７，７５５号明細書に記載されているように、
電圧調整器、誘導器、非調整インバーター、変圧器、出力整流器、および出力フィルタコンデンサから構成される。 この引用された特許明細書に記載されている誘導器およびインバーターは、出力整流器とフィルタへ方形波電流を供給するので、小さい出力フィルタキャパシタンスを使用でき、したがって負荷のアーク中に負荷へのエネルギーを低くできる。 しかしながらインバーター電圧クランプ手段は、高出力装置には不適切である。 その理由は、インバーターは、高出力装置において入力フィルタコンデンサから比較的離れているので、クランプ回路網においてかなりのインダクタンスと、インバータートランジスタを通る過大な電圧スパイクとが生じるからである。

【００１２】前述したように、従来の電源に関して、および高出力で高性能のイオン源用、とくに電子ビーム銃用の切替え電源に関して問題がある。 要約すると、従来のサイリスタ電源は、高出力キャパシタンス、アーク発生に対する遅い動的応答、および低い入力力率を有する。 直列パス四極真空管調整型電源は、効率が比較的低く、かつ真空管に関する保守費用がかなりかかる。 これらの両方の従来型電源は、いずれも物理的に大きい。 直列共振型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、
従来の電源に伴う問題の多くを解決するが、出力キャパシタンスが過大であり、かつアーク発生に対する応答が遅すぎる。 従来の技術に記載された電流源パルス幅変調型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、電子ビーム銃電源に対する要求を潜在的に満たしているが、高出力レベルでは作動しない。

【００１３】したがって本発明の目的は、１００ｋＷ以上での作動に適切な改良された電流源パルス幅変調型直流−直流変換装置を提供することである。

【００１４】本発明の他の目的は、所要の出力を達成するために使用される１００ｋＷ以上の定格を有する同一構造の１個以上の変換装置のモジュールでモジュール化された電源を提供することである。

【００１５】本発明のさらに他の目的は、確実な電源調整と、正確なビーム制御用の低い出力電圧リプルと、負荷のアーク中に負荷への入力エネルギーを少なくする小さい出力キャパシタンスとを有する電源を提供することである。

【００１６】本発明の別の目的は、アーク中に電流が制限され、またアークの開始後に数マイクロ秒以内に出力をゼロまで減少させ、かつ中止期間（cutback interva
l）後に数ミリ秒で出力を元に戻す電源を提供することである。

【００１７】本発明のさらに別の目的は、過大な電圧過渡を生じることなく、または負荷アーク発生の前後に１
００フィート以上の電源と負荷間のケーブル長さでケーブル反射を生じることなく作動する電源を提供することである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、公共事業体供給の交流入力電圧を、原子蒸気レーザーアイソトープの分離プロセス（atomic vapor laser istope sepa
ration process）などにおけるような高出力で高性能の装置用電子銃を駆動するのに適切な高電圧直流出力へ変換する固体切替え電源（switching power supply）が提供される。 また本発明は、アーク発生負荷として挙動することがあるレーダーシステムのような装置にも有用である。

【００１９】本発明の電源は、交流入力電圧を未調整の直流電圧へ変換するフィルタおよび入力ダイオード整流器から構成される。 それぞれ１００ｋＷ以上の定格を有する複数の切替え型直流−直流変換装置モジュールは、
その入力部が並列に、かつその出力部が直列に接続されており、この未調整の直流電圧を調整された直流高電圧出力へ変換するのに使用される。

【００２０】直流−直流変換装置モジュールは、周知の電流源パルス幅変調型の改良型である。 各変換装置は、
入力減結合回路網（input decoupling network）、入力コンデンサ、電圧調整器、方形波インバーター、昇圧変圧器、および出力側の整流器とフィルタからなる。 入力減結合回路網は、入力コンデンサと共に機能して、モジュール間の相互作用をなくし、かつ入力側の整流器とフィルタからのケーブル中のかなり高い周波数電流を防止する。 この機能により、１つの直流源からのモジュールの並列動作ができる。 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）は、その高出力機能と高速切替え速度のために電圧調整器とインバーター内でスイッチとして使用される。 改良されたインバータークランプ回路網により、漂遊誘導ループが最小になり、かつインバーター出力極性変化中にインバーターＩＧＢＴ電圧を確実に制御することができる。 この両方の機能により、１０ｋＨｚ
以上のインバーター切替え周波数および１０ｋＷ以上の出力レベルでモジュール動作ができる。

【００２１】それぞれの直流−直流変換装置モジュールは、大幅に変化しアーク発生する負荷で作動できる制御機構（control scheme）を有する。 フィードバックループは、電圧調整器スイッチのオン／オフ比を制御することにより、モジュール出力電圧を調整する。 出力電圧を表すフィードバック信号は、昇圧変圧器上の１巻センス巻線（one turn sense winding）から供給される出力シミュレータ回路（simulator circuit ）と、モジュール出力リード線上の直流電流センサを使用して生成される。 この機能により、高電圧から絶縁された接地レベルでのフィードバック信号を生成でき、その信号により、
モジュール出力電力回路と電子ビーム銃負荷の動特性が再生される。 また制御機構は、アーク発生中に電力が負荷へ流れるのを阻止する。 正規の作動レベルをこえる出力電流は、カットバックタイマー回路（cutback timer
circuit ）を起動する比較回路により検出される。 このカットバックタイマーは、両方の調整器スイッチの作動を同時に停止し、また予め決められた時間間隔で４個のインバータースイッチ全てを作動する。 この機能により、負荷内のアーク発生を迅速に消滅できる。

【００２２】全体の電源出力は、モジュールの出力部を直列に接続し、ついで負荷への伝送線路へ接続する前に、出力減結合回路網と伝送線路整合インピーダンスに接続することにより形成される。 出力結合回路網は、モジュールの出力フィルターコンデンサーが、伝送線路整合インピーダンスを短絡させるのを防ぐ。 この機能により、負荷アーク発生中に電源出力部と負荷において、過電圧過渡が最小に維持される。

【００２３】全体の電源は、各モジュールにおける電圧調整器とインバーターの切替えタイミングを、隣接するモジュールに関して、合計ｎ個のモジュールのばあいに３６０°／ｎだけ 整相する（phasing ）ための制御回路を備える。 この機能により、低出力電圧リプルの達成に必要な出力キャパシタンスが減少され、したがって負荷アーク発生中に負荷へ送出されるエネルギーが減少する。 電源出力電圧を制御する回路も設けられる。 全体の電圧フィードバックループは、個別のモジュールフィードバックループに対する電圧設定点として機能するエラー信号を生成する。 ランプ発生器は、作動中およびカットバック後の出力電圧の上昇率を制御する。

【００２４】

【実施例】以下、添付図面を参照しつつ本発明を詳細に説明する。

【００２５】図１に示されるように、通常は４８０Ｖの３相交流電圧は、整流器／フィルタ回路１００に印加される。 整流器／フィルタ回路１００は、その３相交流入力電圧を、正の接続点１０１と基準接続点１０２上のフィルタされた直流出力電圧に変換する手段を提供する。
整流器／フィルタは、全波ブリッジ回路を構成する６個のダイオードからなっている。 全波ブリッジ回路の出力は、誘導器１０４へ接続され、電流リプルの平滑が行われる。 ついで誘導器１０４は、制動抵抗器１０７とフィルタコンデンサ１０８により形成される直列接続の回路網に接続される。 ４００ｋＷの出力定格のばあい、誘導器１０４は一般的に５００μＨであり、制動抵抗器１０
７は一般的に０．５Ωであり、またコンデンサ１０８は一般的に８，０００μＦである。 交流電圧の整流および電圧リプルのフィルタリングは既知の方法で達成される。

【００２６】本発明の電源の１つの態様においては、複数のモジュール直流−直流変換器回路、すなわちモジュール１１２−１、１１２−２、１１２−３‥‥‥１１２
−ｎは、整流器／フィルタ回路１００の出力リード線、
接続点１０１および１０２へそれぞれ接続される。 各直流−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎは、
制御されるデューティサイクルの脈動電圧源を生成する電圧調整回路（voltage regulator circuit ）手段１１
４、脈動電圧を直流電流に変換する誘導器１２８、前記直流から交番極性の高周波方形波を発生するインバーター回路手段１１８、インバーター出力を分離し昇圧する変圧手段１５０、および高周波方形波電流を整流かつフィルタリングして直流出力高電圧を生成する出力整流器／フィルター回路手段１６０を備えている。

【００２７】それぞれの電圧調整回路１１４は、対応する減結合回路網１１６と入力コンデンサ１２５とに接続されている。 減結合回路網は、整流器１００からの正の入力リード線１０１に接続され、並列に接続される０．
２５Ωの抵抗器１２０および４０μＨの誘導器１２２からなる。 入力コンデンサ１２５は、一般的に２００μＦ
であり、また一端が減結合回路網および正のインバーターバス１４１ａにより形成される接続点に接続される。
入力コンデンサ１２５の他端は、整流器／フィルター１
００からの負の入力リード線１０２に接続される。 減結合回路網すなわち誘導器１２２および抵抗器１２０は、
高周波でインピーダンスを生成し、そのインピーダンスは、調整器１１４により引き起される電流サージを、整流器／フィルター１００または並列接続された直流−直流変換器モジュールを通さないで、コンデンサ１２５を強制的に通過させる。

【００２８】それぞれの電圧調整回路１１４は、並列に接続される２個の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistors、以下ＩＧＢＴ
という）からなり、それらのトランジスタは、入力コンデンサ１２５の負リード線に接続されるエミッタを有すると共に、フリーホイーリング（free wheeling ）ダイオード１２６の陽極と、５００μＨの誘導器１２８の第１のリード線とに、それぞれ接続されるコレクタを有する。 本デバイスは、ＩＧＢＴに限定されない。 適切な電流と電圧の定格、および切替え速度のゲート制御切替え手段であれば、いずれも使用することができる。 以下、
簡単のために、そのようなデバイスをＩＧＢＴと呼ぶことにする。 ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂは、そのゲートに印加される制御信号により交互に起動される。 両方のＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂは、１０ｋＨｚで起動するが、互いに１８０°フェーズシフトされる。 これにより、その対に対して正味２０ｋＨｚの切替え周波数を生じる。 この手法により、両方のＩＧＢＴの１２４ａ、１
２４ｂが同時に起動されたならば生じるであろう電流分担の問題が避けられる。 ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂの起動により、電流は、立ち上がることができ、また直流−直流変換器モジュール１１２の出力電圧が制御されるように誘導器１２８を通して減衰されうる。 またＩＧＢ
Ｔ１２４ａ、１２４ｂの起動により、０〜６５０Ｖの直流電圧方形波がダイオード１２６の両端間に生じる。 フリーホイーリングダイオード１２６の両端間に生じる０
〜６５０Ｖの脈動直流電圧は、誘導器１２８により低いリプルの直流電流へ平滑化される。 減結合回路網１１６
のコンポーネント、入力コンデンサ１２５および誘導器１２８について述べた前記値は、１００ｋＷモジュール出力定格に対するものであると共に、各々の電圧調整器ＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂに対し１０ｋＨｚの切替え周波数に対するものである。

【００２９】電圧調整器１１４からの直流出力電圧は、
誘導器１２８を通過して、実質的に平滑な直流電流を生成し、ついでその直流電流は、直流を交番極性の高周波方形波電流、すなわち高周波数交流へ変換するインバーター手段１１８へ印加される。 電流は、入力減結合回路網１１６および入力コンデンサ１２５により形成される接続点からインバーターの正のバス１４１ａへ供給され、ついでインバーターの負のバス１４１ｂから誘導器１２８を通して電圧調整器１１４へ戻される。 インバーター１１８は、直列に接続され、かつ２つの分岐に構成された複数の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）からなり、前記分岐は、並列に接続されてブリッジ回路を形成する。 ここでまた、高電流用の適切なゲート制御切替え手段であれば、そのいずれもＩＧＢＴの代わりに使用することができる。 好ましくは、４個のＩ
ＧＢＴ１４０が使用され、それらは、それぞれ並列の分岐で２個直列に接続されたＩＧＢＴであり、斜めの対で起動される。 それぞれの交流線路に２つのＩＧＢＴが存在する。 関連する単相変圧器を駆動するには２つの交流線路が必要があることは、当業者には明らかであろう。

【００３０】ＩＧＢＴ１４０は、交番極性の方形波を生成するように、当業者にとって周知の方法で、その作動可能リード線に印加される制御信号により、交互の斜めの対で起動される。 高周波方形波電流は、付属変圧器１
５０の一次巻線を通して印加される。 ＩＧＢＴは、その高い切替え速度、高い電流容量および高い降伏電圧によって、必要な高周波出力を発生することができる。 一次側を通る高周波電流は、変圧器１５０の二次側へ誘導的に結合される。 変圧器１５０は、それぞれ対応する直流−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎの一部であり、また電子銃を駆動するのに必要な高電圧を生成するために、一次側へ印加される高周波数交流電圧を昇圧する手段を提供する。 また変圧器１５０は、各直流−
直流変換器モジュールの出力部に対する電気的絶縁を提供し、これにより出力部を直列に接続することができる。 変圧器１５０の二次側のリードは、高周波数交流を平滑な高直流電圧に変換する出力整流器／フィルタ回路手段１６０に接続される。 出力整流器／フィルタ回路１
６０は、単相全波ブリッジ整流器からなり、その整流器は、並列の０．０５μＦのコンデンサ１６１へ、かつ０．１５μＦのコンデンサ１６２と直列の２４００Ωの抵抗器１６３により形成される並列制動回路網へ接続される。 前記値は、±０．５％のピーク出力電圧リプルを有し、４００Ｗと５００Ｖの定格で、それぞれのインバーターが１０ｋＨｚで作動する４個のモジュール電源に対するものである。 出力整流器／フィルタ回路１６０
は、周知の方法で作動する。

【００３１】図１に示されるように、出力減結合回路網１７０は、５００μＨの誘導器１７４と並列の１００Ω
の抵抗器１７２からなる。 出力減結合回路網１７０の一方の側は、直列接続直流−直流変換器モジュール出力部の高電圧側へ接続される。 減結合回路網の反対側は、負荷への高電圧伝送線路により形成される接続点へ、直列で接続される５０Ωの抵抗器１７５と０．０１μＦのコンデンサ１７６からなる線路整合回路網へ、また電圧フィードバック分周器１８０の高電圧側へ接続される。 負荷のアークが開始され、かつ伝送線路反射が生じるサブマイクロ秒の時間のあいだ、減結合回路網のインピーダンスは、線路整合回路網のインピーダンスよりも非常に大きい。 その結果、アーク発生中、伝送線路は、その特性インピーダンスにより整合され、また直流−直流変換器モジュールの出力フィルタキャパシタンスにより短絡されない。 これにより、負荷と電源において小さい過電圧過渡が生じる。 前述した一般的なコンポーネント値は、１００フィートの伝送線路長さを有し、かつ４００
ｋＷで５０ｋＶの出力に対するものである。

【００３２】減結合回路網１７０は、各直流−直流変換器モジュールへ均等に分岐され、かつ分配できることは、当業者にとり明らかであろう。 減結合回路網の機能は変更されない。 いくつかの用途では、これは好ましい実施例である。

【００３３】直流−直流変換器の出力は、直列の代わりに並列に接続できることも、当業者にとり明らかであろう。 これは、各モジュールの出力間の相互作用を避けるために、各変換器モジュールの出力部内に出力減結合回路網１７０を配置することを必要とする。

【００３４】本発明のデバイスによれば、インバーターＩＧＢＴの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは各直流−直流変換器モジュール１１２内の電圧調整器回路１１４、または切替え手段１２４ａ、１２４ｂまたはＩＧＢＴのオンタイム（on time ）と同期するオンタイムを有する。 インバーター出力電流極性の変化（transi
tion）は、インバーターブリッジ内の１つの斜めのＩＧ
ＢＴ対がターンオフし、かつ対向する斜めのＩＧＢＴ対が通電するときに生じる。 この時間は、電圧調整器回路内のＩＧＢＴの１２４ａまたは１２４ｂの通電の最後に生じる。 この同期により、以下に述べるモジュールの整相（phasing ）が実現できる。

【００３５】図１においてセクション１１２−１、１１
２−２、１１２−３、……１１２−ｎとして示される直流−直流変換器モジュールは、互いに交換できる同一のモジュール電源回路からなることが明らかであろう。 各直流−直流変換器モジュール１１２への入力部は並列に連結され、またその出力部は、隣接する直流−直流変換器モジュール１１２と直列に連結される。

【００３６】各電圧調整回路１１４のＩＧＢＴの１２４
ａ、１２４ｂ、および各分離した直流−直流変換器モジュール１１２−１内のインバーター回路１１８のＩＧＢ
Ｔの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは、隣接するモジュール１１２−２……１１２−ｎに関して整相された関係でスイッチオンされる。 複数のｎ個のモジュールのばあい、整相関係は３６０°／ｎに等しい。

【００３７】図１に示される４個のモジュール直流−直流変換器セクションのばあい、各セクション、すなわちモジュール１１２−１……１１２−４の起動は、引き続くモジュールの起動よりも９０°だけ先に生じる。 ４相発振器１３５は、９０°だけ分離されたクロックパルスをモジュールに対して発生する。 分離されたモジュール１１２−１、１１２−２、１１２−３および１１２−４
の整相された起動により、モジュール出力電圧リプルの周波数より４倍大きい全体電源出力電圧の周波数を生じる。 これにより、出力フィルタコンデンサ１６１と１６
２用のキャパシタンス値は、整相された起動なしのばあいに必要であろうと思われる値に比べて１／４も低くできる。

【００３８】図１において１３０で一般的に示されるフィードバック制御回路は、周知の手法に従って全体電源の出力電圧を制御する。 アナログ電圧は、所要の出力電圧すなわち電源電圧設定点と、電圧分周器１８０により測定される実際の出力電圧とのあいだの差に基づいて制御回路１３０により発生される。 このアナログ電圧は、
各直流−直流変換器モジュール内の他のフィードバック制御回路への電圧設定点となる。 図２を参照しつつ以下に詳細に説明するように、このモジュールフィードバック制御回路は、その設定点と、各モジュールからえられた出力電圧とのあいだの差に依存するエラー電圧を発生する。 このエラー電圧は、モジュール制御回路において、エラー電圧の関数として可変デューティーサイクルを有する動作可能信号に変換される。 ついでこの動作可能信号は、その制御回路により、ＩＧＢＴトランジスタ１２４ａ、１２４ｂの動作可能リード線へ印加される。
ＩＧＢＴの１２４ａ、ｂのオンおよびオフ時間の変動により、直流−直流変換器１２１−１からの出力電圧が、
負荷の変動条件下で制御されたレベルに維持される。

【００３９】ランプ発生回路（ramp generation circui
t ）１３１は、全体電源フィードバック制御回路１３０
の一部である。 ランプ発生器は、フィードバック制御加算手段へ印加される電圧設定点を減速し、電源出力電圧のオーバシュートを防止する。 ランプ発生器は、電源電圧設定点の段階増加のあいだ中または負荷アークが発生するために生じるカットバック間隔（cutback interva
l）の終了後に必要である。 ランプ時間は４００ｋＷの出力定格のばあい、１０ｍｓのオーダーである。

【００４０】単一モジュールセクション、たとえば１１
２−１の作動を、図２を参照しつつ説明する。 図１に示される３相入力整流器およびフィルタ１００による整流とフィルタリング後に、６５０Ｖの直流電圧が、図２に示されるように入力線路２０１と２０２とのあいだに現れる。 線路２０１と２０２は、図１の接続点１０１と１
０２に、それぞれ対応する。 入力減結合回路２１６は、
抵抗器２２０と並列の誘導器２２２からなる。 入力減結合回路２１６は、接続点１０１と１０２とのあいだに接続される６５０Ｖ源の出力からの低リプルを有する実質的に平滑な電流を維持する手段を提供する。 また入力減結合回路２１６は、６５０Ｖ源を通して並列に接続されるモジュール１１２間の相互作用を防止する手段も提供する。 入力減結合回路２１６は、調整器切替え周波数以上における入力コンデンサのインピーダンスと比べて比較的高いインピーダンスを示す。 その結果、それは、調整器により引き出される高周波数電流パルスを、図１の入力整流器／フィルタ１００からではなく、コンデンサ２２５から効果的に流れるように強制させる。 これは、
電源により引き起こされる電磁障害を実質的に減少させる。 というのは、入力整流器／フィルタと直流−直流変換器モジュールとのあいだのケーブルにおける電流は低リプルで平滑であるからである。

【００４１】また入力減結合回路２１６は、リンギングも制動する。 入力減結合回路２１６により、大きな相互作用を生じることなく、図１のモジュール１１２−１…
…１１２−４の並列作動が可能となることが分かるであろう。 入力減結合回路２１６は、ケーブルと、異なるモジュールのコンデンサとのあいだの共振を制動する手段を提供する。 抵抗器２２０は、モジュール間のケーブルのインダクタンスおよび異なるモジュールにおける入力コンデンサのキャパシタンスにより形成される直列共振回路網に対する制動を提供する。

【００４２】誘導器２２２は、２つの回路入力線路２０
１と２０２における電流の発振を抑制する制動手段を提供する抵抗器２２０と並列に接続される。 また誘導器２
２２は、電流の変化率を制限する手段も提供する。 誘導器２２２は、２０１からの回路線路に挿入される入力端部と出力端部を有する。 コンデンサ２２５は、切替え手段２２４ａ、２２４ｂへ向けて誘導器２２２の出力側の２つの回路入力線路２０１と２０２とのあいだに接続される電荷蓄積手段を提供する。 この構成により、電流変化率制限誘導器の入力端部上の線路電流は、電圧調整器の切替え手段２２４ａ、２２４ｂが電流を流すときに、
最初の値から高い値まで小さい変化率で増加することが保証される。 電流変化率制限誘導器２２２の入力端部上の線路電流は、調整器の切替え手段２２４ａ、２２４ｂ
が非通電のときに、小さい変化率で元の最初のレベルまで減少する。 コンデンサ２２５は、切替え手段２２４
ａ、２２４ｂが非通電のときに、電流変化率制限誘導器２２２を通過するすべての電流を吸収する。 またコンデンサ２２５は、切替え手段２２４ａ、２２４ｂが通電しているときに、電圧調整器の切替え手段の電流要求量に合致するように、電流変化率制限誘導器２２２を通過する電流を増加させる。

【００４３】それぞれの直流−直流変換器モジュールは、接続点２０１と２０２にそれぞれ依存する線路上の未調整直流入力電圧からの制御されたデューティ周期の脈動電圧を提供する電圧調整器回路手段２１４も具備する。 電圧調整器回路手段２１４は、フリーホイーリングダイオード２２６および電圧調整器切替え手段２２４
ａ、２２４ｂを備えており、それぞれの切替え手段２２
４ａ、２２４ｂは、未調整の直流入力電圧の第１の出力端子へ接続されるエミッタリード線および制御リード線を有し、かつフリーホイーリングダイオード２２６の陽極に接続されるコレクタリード線を有する。 フリーホイーリングダイオード２２６の陰極は、入力減結合回路２
１６を経て未調整の直流入力の第２の端子へ接続される。

【００４４】誘導器２２８は、電圧調整器の切替え手段２２４ａ、２２４ｂの共通接続点へ、かつフリーホイーリングダイオード２２６の陽極へ接続される第１の端部を有し、電流を平滑化する手段として作動する。 誘導器手段２２８は、切替え手段２２４により生成された脈動電圧をフィルタリングする手段を提供し、またインバーター回路手段２１８へ印加される平滑直流電流を生成する。

【００４５】図２に示されるように、インバーター回路２１８は、誘導器２２８からの直流電流を、変圧器２５
０の一次側２５２における高周波方形波電流へ変換する手段を提供する。 好ましい実施例におけるインバーター回路２１８は、第１と第２の並列分岐からなる。 第１の回路分岐は、直列にそれぞれ接続されるＩＧＢＴの２４
０ａおよび２４０ｂからなる。 第２の分岐は、直列に接続されるＩＧＢＴの２４０ｃおよび２４０ｄからなる。
両方の回路分岐は、並列に接続されて、ブリッジ回路網を形成する。 ＩＧＢＴは、切替え手段として作動し、それぞれコレクタリード線、制御リード線およびエミッタリード線を有する。 ＩＧＢＴの２４０ａおよび２４０ｃ
はそれぞれ、直流電流源を供給する正のインバーターバス２４１ａへ接続されるコレクタを有する。 ＩＧＢＴの２４０ｂおよび２４０ｄのエミッタリード線はそれぞれ、直流電流を誘導器２２８へ戻す負のインバーターバス２４１ｂへ接続される。

【００４６】直列に接続されるコンデンサ２４３とダイオード２４２は、正のバス２４１ａと負のバス２４１ｂ
とのあいだのインバーター回路２１８と並列に接続される。 前記コンデンサ２４３とダイオード２４２は、抵抗器２４４と組合わせられて、後述するインバータークランプ（inverter clamping ）手段を形成する。 変圧器２
５０の一次巻線２５２は、インバーターの出力リード線を通して接続される。 ４個のＩＧＢＴは、インバーターの各出力リード線が、インバーター回路２１８の正と負のバス２４１ａ、２４１ｂへ交互に接続されるように、
制御リード線へ印加される電圧により、斜めの対（ＩＧ
ＢＴの２４０ａおよび２４０ｄ、およびＩＧＢＴの２４
０ｂおよび２４０ｃ）において交互に起動される。 全ての４個のＩＧＢＴが通電しているばあい、それぞれの極性変化（polarity transition ）において、約２マイクロ秒の短いオーバーラップ時間が生じる。 実質的に方形波の交流電流が、変圧器２５０の一次巻線２５２を通して生成される。

【００４７】図３に示されるように、２μＦのコンデンサ３４３、ダイオード３４２および８Ωの抵抗器３４４
により形成されるインバータークランプ回路網は、インバーターへ供給する正と負のバス間の電圧を制限し、それにより、インバーター出力の極性が変化しているあいだ、ＩＧＢＴスイッチを通る電圧を制限するように機能する。 図３は、昇圧変圧器負荷の等価表示のものを駆動する調整器電源回路とインバーターの一部を示す。 誘導器３５５は、変圧器の漏れインダクタンスを表し、また電圧源３５６は、一次側へ反射される二次電圧を表す。
電圧源３５６の大きさは、変圧器巻数比により分けられるモジュール直流出力電圧に実質的に等しい。 電圧源３
５６の極性は、電流ｉ _pの方向が図３に示した通りであるとき、図３に示した通りである。 電圧源３５６の極性は、電流ｉ _pが反対方向へ変化すると、反対極性へ変化する。

【００４８】インバータークランプ回路網の原理は、図４に示すインバーター出力の極性の変化中の波形を参照することにより最も良く説明される。 １０ｋＨｚのインバーター出力周波数のばあい、正から負へのインバーター出力極性の変化中、これらの波形は１００マイクロ秒毎に生じる。 同一の波形であるが反対極性の波形も、正から負へのインバーター出力極性の変化中に、１００マイクロ秒毎に生じる。 変化は、５０マイクロ秒間隔で起こり、インバーターから実質的に方形の電流波形を生成する。

【００４９】図４に示されるように、時間ｔ _aの前、Ｉ
ＧＢＴスイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オンで通電しており、またトランジスタスイッチ３４０ｂおよび３
４０ｃは、オフで非通電である。 誘導器３２８における電流Ｉ _Lは、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄを通り、
かつ誘導器３５５および電圧源３５６により形成される等価負荷を通って流れる。 時間ｔ _aにおいて、スイッチ３４０ｂおよび３４０ｃもオンとなるので、等価負荷の両端間の電圧はゼロになり、また電流ｉ _pの減衰が始まり時間ｔ _bでゼロになる。 時間ｔ _bとｔ _cのあいだ、全ての４個のスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４０ｄは、Ｉ _L ／２の大きさの電流を通す。 時間ｔ
_cにおいて、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オフとなり、非通電となる。 ここで誘導器３２８における電流Ｉ _Lは、抵抗器３４４を通して６５０Ｖへ予め充電されているコンデンサ３４３およびダイオード３４２を通るように強制される。 これは、等価負荷を通して６５０
Ｖを印加するので、負方向に電流ｉ _pを立ち上げる。 コンデンサの両端の電圧および等価負荷を通る電流ｉ
_pは、ｉ _pの大きさが時間ｔ _dにおいて値Ｉ _Lに達するまで増加し続ける。 この時間ｔ _dにおいて、ダイオード３４２は逆バイアスとなり、またコンデンサ３４３は、
半周期後の次の極性変化に備えて、抵抗器３４４を通して６５０Ｖまで放電し始める。

【００５０】誘導負荷３５５において電流がゼロから立ち上がるときの電流の流れのために、交互に変る電流通路が設けられることが分かるであろう。 コンデンサ３４
３は、２つの入力回路線路の１つ、および電圧源コンデンサ３２５の１つのリード線から、抵抗器３４４とダイオード３４２のあいだの回路接続点へ接続されるので、
電流がゼロから最大値まで立ち上がるにつれて、過電流は、２つの入力回路線路の１つから、コンデンサ３４３
とダイオード３４２を通して、２つの入力回路線路の他の線路まで流れる。 ２つの回路線路間の電圧は、電圧源３２５の電圧にほぼクランプされる。 コンデンサ３４
３、ダイオード３４２および抵抗器３４４からなるこのインバータークランプ回路網は、急速に変化する電流が、コンデンサ３４３、ダイオード３４２およびインバーターＩＧＢＴスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃ
および３４０ｄ内だけに生じるので、既知の従来技術に比べて優れている。 コンデンサ３４３およびダイオード３４２は、インバーターＩＧＢＴに非常に近接して位置決めされるので、そのコンデンサ、ダイオードおよびＩ
ＧＢＴにより形成されるループの標遊インダクタンスが最小になる。 その結果、このインダクタンスおよび急速に変化する電流により生成される、ＩＧＢＴを通って現れる電圧変化スパイクは、最小にされる。

【００５１】図２を再び参照すると、インバーター回路は、電子銃アークの開始が検知されるときに、変圧器２
５０の一次側２５２を短絡すなわち分離するために、全てのＩＧＢＴスイッチ手段２４０ａ〜２４０ｄを同時にターンオンする手段も具備する。 これにより、負荷のアーク発生中に当該負荷を通過する電圧電流の量が最小になる。

【００５２】それぞれが抵抗器、ダイオードおよびコンデンサからなるスナッバー回路網（snubber network ）
が、電圧調整器２１４およびインバーター２１５において各ＩＧＢＴに関連して必要になることがあることは、
当業者にとり明らかであろう。 これらのスナッバー回路網は、図を分かりやすくするために、図１、図２および図３においては示されていない。 ＩＧＢＴ用のスナッバー回路網の構造は周知のものである。

【００５３】１巻き電圧検知巻線２５５は、一次巻線２
５２および二次巻線２５４として同一の変圧器上に巻かれる。 電圧検知巻線２５５は、変圧器２５０の二次巻線２５４の両端間の交流電圧に比例した交流電圧を検知する手段を提供する。 検知巻線２５５に誘導された交流電圧は、ついで出力シミュレータ手段２９０により整流およびフィルタリングされる。 また、モジュールの出力電流は、直流電流検知器２８０により検知されて、出力シミュレータ２９０においてフィルタコンデンサ２９３と並列の電流源を制御するのに使用される。 電流源は、イオン源、具体的には電子ビーム銃の電流源特性を表す。
フィルタコンデンサ２９３のキャパシタンス値および電流源２９２の値と範囲は基準化されるので、出力シミュレータ２９０の出力は、直流−直流変換器モジュールの電圧レベルおよび回路動特性を正確に表し、またフィードバック制御回路で使用される電圧レベルと一致する。
出力シミュレータ２９０は、周知の電子回路手法で具体化される。 １巻き電圧検知巻線２５５および出力シミュレータを使用すれば、モジュール出力電圧が直接測定されたならば必要であろう高電圧分離回路を必要とすることなく、モジュール出力電圧フィードバック信号を発生させることができる。

【００５４】出力シミュレータ２９０は、検知巻線２５
５により生成される交流電圧に応答するダイオード整流器手段２９１からなり、２つの出力線路上に直流電圧を生成する。 この直流電圧は、電源モジュール１１２の直流電圧に比例する。 出力シミュレータ手段２９０は、整流器手段２９１からの２つの出力線路間に接続されるフィルタコンデンサ２９３も備える。 制御される電流源手段２９２も、電流検知手段２８０の出力電圧を印加する２つの出力線路間に接続されて、電源モジュールの出力電流に比例する電流を生成する。 制御される電流源手段２９２は、２つの出力線路から電流を引き込み、電源モジュール出力電圧の正確なシミュレーションを生成する。

【００５５】出力シミュレータ２９０の出力は、ついで電圧加算手段２６６へ印加される。 加算手段において、
出力シミュレータ２９０からの電圧は、設定点電圧から減算される。 設定点電圧は、直流−直流変換器出力電圧の振幅を制御する基準電圧である。 設定点電圧により、
変換器出力電圧を、所望のレベルまで制御できる。 電圧加算手段２６６の出力は、差電圧、すなわち設定点電圧と電圧出力シミュレータとのあいだの差である。

【００５６】差電圧は、補償器２６５において既知の手法に従って増幅およびフィルタリングされる。 補償器２
６５からの増幅された電圧は、ついで比較器２７０において刻時装置発生のこぎり歯形電圧と比較される。 のこぎり歯形電圧は、のこぎり歯形発生器手段２７２により発生され、システムのクロックパルスに同期される。 比較器の出力は、可能および不可能状態を有する論理レベル作動可能信号（たとえば＋５Ｖ）である。 比較器２７
０の出力および刻時論理信号は、調整器論理およびドライバ回路２７４へ供給され、その回路は作動可能信号を調整器ＩＧＢＴの２２４ａおよび２２４ｂへ配分する。
論理およびドライバ回路２７４は、ＩＧＢＴの２２４ａ
および２２４ｂを交互に作動可能にする手段も提供する。 この論理およびドライバ回路２７４は、周知の電子手法を使用して具体化される。 作動可能信号は、比較器２７０のエラー電圧出力の関数として、電圧が高い期間と電圧が低い期間との可変比を有する。 作動可能信号は、ついで電圧調整器回路２１４のＩＧＢＴスイッチ手段２２４ａおよび２２４ｂの作動可能リード線へ印加される。 これは、出力シミュレータ２９０および検知巻線２５５により検知されている変化する負荷に従って、電源出力の直流電圧を動的に調整する。

【００５７】本発明の電源の他の態様においては、直流電流検知手段２８０が、電源の負出力負荷上に設けられる。 そこで検知された出力電流は、初期の電子銃アーク発生中、電流条件の予め定められたしきい値指標と比較される。 検知された電流および電流しきい値は、電源比較器２８２において比較される。 電圧比較器は、予め定められたしきい値をこえる電流が検知され、かつ初期の電子銃アークが存在するときに、出力信号を生成する。
ついで、前記電源比較器２８２は、信号をカットバックタイマー２８４へ送り、そのタイマーは、５０ｍｓから２００ｍｓの範囲のパルスを発生し、一方このパルスはインバーター論理およびドライバ回路２８６を起動する。 電子銃アークが検知されると、インバーター論理およびドライバ回路２８６は、全ての４個のＩＧＢＴの２
４０ａ〜２４０ｄを同時に起動し、これにより一次側２
５２が短絡するので、一次側から負荷側への電流通過が終了する。 カットバックタイマー２８４も、同時に信号を調整器論理およびドライバ回路２７４へ送り、これにより調整器スイッチ手段２２４ａおよび２２４ｂがターンオフする。

【００５８】本発明は、最も実際的であり、かつ好ましい実施例であると現在みなされるものに関連して説明されてきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、むしろ反対に、添付した特許請求の範囲の精神と範囲内に含まれる種々の変形および同等な構成を包含することを意図するものであると理解すべきであると理解すべきである。

【００５９】

【発明の効果】本発明の電源によれば、負荷でアークが発生したばあい、電流が制限され、数マイクロ秒の短い時間で出力をゼロまで減少させ、アークが止まったのちは数ミリ秒で出力を元に戻すことができ、安定した電源がえられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】４個の直流−直流変換装置モジュールが示されている、本発明の電源の全体回路線図である。

【図２】単一モジュールの回路線図である。

【図３】変圧器一次側の同等な表示をした単一モジュールの部分回路線図である。

【図４】インバータークランプ回路の動作と波形を示すタイミング線図である。

【符号の説明】

１００ 整流器／フィルタ １１２ 直流−直流変換器モジュール １１４ 電圧調整回路手段 １１６ 入力減結合回路網 １１８ インバータ回路手段 １２０ 抵抗器 １２２ 誘導器 １２５ 入力コンデンサ １５０ 変圧手段 １６０ 出力整流器／フィルタ回路手段 １７０ 出力減結合回路 １７２ 抵抗器 １７４ 誘導器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl. ⁵識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ 8726−5Ｈ 7/08 9180−5Ｈ (72)発明者 アーノルド シー ランゲ アメリカ合衆国、94550 カリフォルニア 州、リバーモア、ゼイビアー ウェイ 1064