技术领域
[0001] 本
发明适用于轨道交通、智能
电网、新
能源等所有可能用到双向直流变换的领域，具体涉及一种适用于LLC谐振变换器的能量双向控制策略。
背景技术
[0002] 传统的LLC谐振变换器是一种隔离型单向DC/DC变换器，由于其具有很好的
软开关实现能
力，较宽的输入输出调节范围，同时具有效率高、功率
密度大的特点，被广泛应用于高频
开关电源领域，如
笔记本电脑的适配器，LCD/LED驱动，
微处理器电源芯片等。在上述应用场合中，LLC谐振变换器一般具有开关
频率高，
电压等级低，功率小，能量单向流动的特点。
[0003] 近年来，新能源技术不断发展，电动
汽车，智能微网，新能源并网技术得到了广泛研究和关注；在电网领域，随着智能、环保、绿色和节能等理念的不断深化，交直流混合输、配电网，直流输、配电网，固态
变压器，能量路由器的概念也被相继提出；在轨道牵引供电领域，新一代高效能牵引变流器-电力
电子牵引变压器的研制也逐渐被提上日程。在以上众多的研究热点和应用场合中，均需要双向DC/DC变换器作为各等级直流
母线间的
接口，与此同时，为了保证直流变换系统的高效率和高功率密度，还要求DC/DC变换器具有一定的
软开关能力且工作在尽可能高的工作频率，并同时兼具电气隔离能力。基于上述需求，LLC谐振型变换器作为一种高效能隔离型软开关DC/DC变换器，在上述应用场合具有很高的应用潜力和价值。
[0004] 然而，传统的LLC谐振型变换器的副边一般为
二极管构成的不控
整流桥结构，因此是一种单向的DC/DC变换器，并不适合能量双向流动的场合。为了实现LLC谐振型变换器能量的双向流动，人们把副边的二极管替换为可控型开关器件，如MOSFET，IGBT等。当能量正向流动时，原边开关器件正常工作，副边开关器件不施加驱动脉冲；当能量反向流动时，副边开关器件正常工作，而原边开关器件不施加驱动脉冲。通过上述方法，虽然实现了LLC谐振型变换器能量的双向流动，但其本质上为传统单向LLC谐振型变换器的正反向切换。它需要控制系统实时检测变换器的能量流动方向，这一方法十分依赖功率流向检测的可靠性和实时性，并且在正反向切换过程中会产生过电压以及变压器的饱和问题，具有较大的
缺陷。
发明内容
[0005] 针对
现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于基于传统LLC谐振型变换器拓扑结构无法实现能量双向流动，且现有的优化控制策略无法有效解决这一问题的现状，因此，本发明提出了一种适用于LLC谐振型变换器的能量双向控制策略，从而自动实现LLC谐振变换器的能量正反向切换。
[0006] 为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
[0007] 适用于LLC谐振型变换器的能量双向控制策略，所述LLC谐振型变换器的拓扑结构由两组全桥
电路和一台隔离变压器构成，原边全桥电路由四支开关管S1-S4构成，桥臂中点A，B与谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器原边
串联连接；副边全桥电路由四支开关管V1-V4构成，桥臂中点C，D与变压器副边相连；
[0008] 所述控制策略包括以下步骤：
[0009] 步骤1、将LLC谐振型变换器原边全桥电路中的开关管S1、S4的驱动脉冲设置为占空比50％的方波，开关管S2、S3的驱动脉冲与开关管S1、S4的驱动脉冲互补，开关管S2、S3的驱动脉冲和开关管S1、S4的驱动脉冲间须留有死区时间；
[0010] 步骤2、将LLC谐振型变换器副边全桥电路中开关管V1-V4的驱动脉冲宽度设置为0.5Tr，其中，Tr为谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振周期，开关管V1、V4与开关管S1、S4的开通时刻同步，开关管V2、V3与开关管S2、S3的开通时刻同步；
[0011] 步骤3、利用电压
传感器采集LLC谐振型变换器的
输出侧电压vb；
[0012] 步骤4、将采集到的输出侧电压vb和参考值vbref进行比较，其差值经PI
控制器运算后，再通过压频转换，最后得到开关周期Ts，从而
自动调节能量的双向流动，并保证
输出电压的稳定。
[0013] 在上述方案的
基础上，当无法准确得到谐振周期Tr时，相应的优化控制策略为：当开关周期Ts大于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的驱动脉冲宽度设置范围为0.25Ts-0.5Tr；当开关周期Ts小于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的驱动脉冲宽度设置范围为
0.5Tr-0.5Ts。
[0014] 在上述方案的基础上，当开关周期Ts大于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的驱动脉冲宽度优选为0.3Ts，当开关周期Ts小于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的驱动脉冲宽度优选为0.5Ts。
[0015] 在上述方案的基础上，所述原边全桥电路中的四支开关管S1-S4的驱动脉冲宽度始终为0.5Ts。
[0016] 在上述方案的基础上，所述PI控制器可以被其他同等效力的数字控制器或模拟控制器替代。
[0017] 在上述方案的基础上，所述LLC谐振型变换器中的开关管S1-S4和V1-V4均为反并联二极管或具有反并联二极管特征的全控型开关器件。
[0018] 在上述方案的基础上，所述全控型开关器件为MOSFET或IGBT。
[0019] 在上述方案的基础上，当无法准确得到谐振周期Tr，所述开关管V1-V4的驱动脉冲宽度需要进行调节时，其驱动脉冲宽度既可以阶跃变化，也可采取线性或其他非线性的动态变化。
[0020] 在上述方案的基础上，当能量由正向满载切换至空载，为了保证输出电压稳定，需要降低开关周期Ts直到空载开关周期Tnl；当能量由空载切换至反向满载，需要从空载开关周期Tnl开始，进一步降低开关周期Ts直到谐振周期Tr，从而保证输出电压稳定。
[0021] 在上述方案的基础上，所述LLC谐振型变换器在空载工况下依然进行正反向的能量交换，可在闭环模式下控制输出侧电压vb的稳定，无需其他空载启动策略。
[0022] 本发明的有益效果：
[0023] 1、在本发明中，LLC谐振变换器无需通过能量流动方向的检测即可自动实现能量的双向流动；
[0024] 2、本发明中，LLC谐振变换器正向工作时，原边开关器件可以实现零电压开通和低
电流关断。副边开关器件可以实现零电流开通和
零电流关断；LLC谐振变换器反向工作时，原边开关器件可以实现零电压开通和低电流关断，副边开关器件可以实现零电流开通和零电压关断。
[0025] 3、本发明能有效解决LLC谐振变换器的空载启动问题，实现能量正反向的无冲击自动切换。
附图说明
[0026] 本发明有如下附图：
[0027] 图1是全桥LLC谐振变换器结构原理图；
[0028] 图2是能量正向流动时开关器件驱动脉冲
波形及变换器工作原理图；
[0029] 图3是能量反向流动时开关器件驱动脉冲波形及变换器工作原理图；
[0030] 图4是适用于全桥LLC谐振变换器的能量双向控制策略
框图；
[0031] 图5是优化的适用于全桥LLC谐振变换器的能量双向控制策略框图。
具体实施方式
[0032] 下面结合1-5附图，对一种适用于LLC谐振型变换器的能量双向控制策略做详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
[0033] 图1是全桥LLC谐振变换器结构原理图。该拓扑结构由两组全桥电路和一台隔离变压器构成，原边全桥电路由四支开关管S1-S4构成，桥臂中点A，B与谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器原边串联连接；副边全桥电路由四支开关管V1-V4构成，桥臂中点C，D与变压器副边相连。
[0034] 其中，全桥LLC谐振变换器拓扑结构中的所有的开关器件均为带反并联二极管或具有反并联二极管特性的全控型开关器件(如MOSFET，IGBT等)，且开关周期完全相同，均为Ts；在变压器原边侧，开关管S1、S4的驱动脉冲为占空比50％的方波，S2、S3的驱动脉冲与S1、S4的驱动脉冲互补；并且S2、S3的驱动脉冲和S1、S4的驱动脉冲间须留有死区时间td(td＝t3-t2)；在变压器副边侧，V1-V4的驱动脉冲宽度为半个谐振电容Cr和谐振电感Lr的谐振周期0.5Tr，其中V1、V4与S1、S4的开通时刻同步，V2、V3与S2、S3的开通时刻同步。
[0035] 图2为能量正向流动时开关器件驱动脉冲波形及变换器工作原理图。t0时刻，S1、S4、V1、V4开通，谐振电感Lr和谐振电容Cr正向谐振，能量正向传递。由于此时谐振电感电流ir(t0)为负值，变压器副边电流is(t0)为正值，电流流过S1、S4、V1、V4的反并联二极管，因此，各开关管均为零电压开通；接下来，励磁电感始终被变压器副边侧
直流母线电压箝位，励磁电流im线性上升；直到t1时刻，励磁电流im和谐振电流ir相等；t1时刻，V1和V4关断，此时，由于变压器副边电流is已经下降为0，故V1和V4为零电流关断。在该模态下，谐振电感Lr，谐振电容Cr和励磁电感Lm开始谐振，谐振电流ir和励磁电流im大小相等，变换器不再正向传递能量；通常情况下，由于励磁电感远大于谐振电感，在LLC谐振模态下，可以近似认为谐振电流以励磁电流的斜率线性上升；t2时刻，开关管S1和S4关断，由于此时谐振电流等于励磁电流，因此，可视开关管S1和S4为低电流关断。在该模态下，所有开关器件均处于关断状态下，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始反向谐振，励磁电感被变压器副边电压箝位，励磁电流im开始线性下降，直到t3时刻，开关管S2、S3、V2、V3开通，根据对称性原理，变换器接下来的工作情况与上述工作原理完全一致，不再赘述。
[0036] 图3为能量反向流动时开关器件驱动脉冲波形及变换器工作原理图。t0时刻，S1、S4、V1、V4开通，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始谐振，能量反向流动。由于t0时刻谐振电感电流ir(t0)为负值，且变压器副边电流is(t0)为0，因此，开关管S1、S4为零电压开通，V1、V4为零电流开通。t1时刻，V1、V4关断，由于V1、V4的开通时间为0.5Tr，则谐振电感Lr和谐振电容Cr恰好可以完成半个周期的谐振，t1时刻变压器副边电流is(t1)略大于0，电流流过V1、V4的反并联二极管，因此，开关管V1、V4为零电压关断。此后，谐振电感Lr和谐振电容Cr继续谐振，能量进行短时间的正向传递，t2时刻，开关管S1和S4关断，在该模态下，所有开关器件均处于关断状态下，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始谐振，谐振电流和变压器副边电流迅速下降，直到谐振电流等于励磁电流且变压器副边电流下降为0，谐振过程结束，变压器副边电流保持为0，直到t3时刻，变换器开始进行下半个开关周期的工作，由于其与上述工作原理完全一致，不再赘述。
[0037] 图4是适用于全桥LLC谐振变换器的能量双向控制策略框图；电压传感器采集输出侧电压vb，并和参考值进行比较，其差值经PI控制器运算，再经压频转换后得到最终的开关周期Ts，通过调节原副边开关管的开关周期Ts来控制输出电压的稳定，当输出电压低于参考值，应增加开关周期以提高变换器增益；当输出电压高于参考值，应减小开关周期以降低变换器增益。
[0038] 其中，开关管S1-S4的脉冲宽度是0.5Ts，开关管V1-V4的脉冲宽度是0.5Tr。令空载时变换器的开关周期为Tnl，当能量正向流动时，随着负载增加，控制器将增加开关周期以维持输出电压稳定，此时开关周期将大于Tnl；当能量反向流动时，随着负载增加，控制器将减小开关周期维持输出稳定，此时开关周期将小于Tnl。
[0039] 由于全桥LLC谐振变换器的谐振参数存在误差，并且会随时间、
温度等因素的变化而产生一定的变化，无法准确得到谐振周期Tr，需要对V1-V4的驱动脉冲宽度进行优化。图5是优化的适用于全桥LLC谐振变换器的能量双向控制策略框图；电压传感器采集输出侧电压vb，并和参考值进行比较，其差值经PI控制器运算后，再经压频转换后得到最终的开关周期Ts。当开关周期Ts大于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的脉冲宽度设置范围为0.25Ts-0.5Tr，推荐选取0.3Ts；当开关周期Ts小于空载开关周期Tnl时，开关管V1-V4的脉冲宽度设置范围为0.5Tr-0.5Ts，推荐选取0.5Ts。
[0040] 本发明适用于所有双向DC/DC变换场合，如直流输、配电网中的固态变压器、直流变压器以及能量路由器，新型轨道交通牵引变流装置电力电子牵引变压器，以及新能源并网，
电池充放电等场合。
[0041] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉
本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以
权利要求的保护范围为准。
[0042] 本
说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
