开关电源控制器及其控制方法
阅读：781发布：2024-01-09
专利汇可以提供开关电源控制器及其控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且公开了一种 开关 电源 控制器 及其控制方法。该 开关电源 控制器用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管 串联 的电感中产生电感 电流 ，包括：抖频 信号 产生 电路 ，用于产生随时间变化的抖频信号； 叠加 电路，用于将电感电流 采样 信号与所述抖频信号相叠加以产生 叠加信号 ；第一比较器，用于将所述叠加信号与控制 电压 相比较以产生控制开关管断开的断开信号。该开关电源控制器采用对电感电流采样信号的抖频控制改善传导 电磁干扰 。，下面是开关电源控制器及其控制方法专利的具体信息内容。
1.一种开关电源控制器，所述开关电源控制器用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管串联的电感中产生电感电流，包括：
抖频信号产生电路，用于产生随时间变化的抖频信号；
叠加电路，用于将电感电流采样信号与所述抖频信号相叠加以产生叠加信号；
第一比较器，用于将所述叠加信号与控制电压相比较以产生控制开关管断开的断开信号。
2.根据权利要求1所述的开关电源控制器，还包括:
导通信号产生电路，用于产生导通信号；
RS触发器，所述RS触发器的置位端接收所述导通信号，复位端接收所述断开信号，并且在输出端产生开关控制信号；以及
驱动电路，用于根据开关控制信号产生开关管的驱动信号。
3.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述RS触发器在所述导通信号从低电平转变为高电平时置1，在所述断开信号从低电平转变为高电平时置0。
4.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中，所述导通信号产生电路为定时电路。
5.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述导通信号产生电路包括：
第二比较器，用于将表征所述开关电源控制器的输出电压的电压反馈信号与参考信号相比较，以产生参考过零信号；以及
延时电路，在电压反馈信号过零之后，延迟预定时间产生有效的导通信号。
6.根据权利要求5所述的开关电源控制器，其中所述预定时间为从电压反馈信号过零直至进一步减小至谷值的时间。
7.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述抖频信号为三角波和正弦波之一。
8.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述叠加电路根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管从断开转变为导通时刻的初始值。
9.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述叠加电路根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管导通期间的变化斜率。
10.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述抖频信号产生电路包括：
在输出端和地之间串联连接的第一电流源和第一开关；
在输出端和地之间串联连接的第二电流源和第二开关；以及
在输出端和地之间连接的电容，
其中，所述第一电流源和所述第二电流源的电流方向相反，并且第一开关和第二开关交替导通。
11.根据权利要求10所述的开关电源控制器，其中所述第一电流源和所述第二电流源为压控电流源，所述抖频信号产生电路还包括：
第三比较器，用于将所述控制电压与参考电压相比较以产生开关控制信号；以及第三开关，用于根据所述开关控制信号导通或断开，
其中，在第三开关导通时，第三开关将所述控制电压提供至所述第一电流源和所述第二电流源的控制端，从而改变所述第一电流源和所述第二电流源的电流值。
12.根据权利要求11所述的开关电源控制器，还包括电压反馈电路，所述电压反馈电路对电压反馈信号进行调整以获得所述控制电压，使得所述控制电压表征开关电源的输出电压。
13.根据权利要求11所述的开关电源控制器，其中在所述控制电压小于所述参考电压时，所述抖频信号产生电路未输出抖频信号。
14.根据权利要求11所述的开关电源控制器，其中在所述控制电压大于所述参考电压时，所述抖频信号产生电路输出抖频信号，并且使得抖频信号的峰值为电感电流采样信号的峰值的10％-20％。
15.根据权利要求2所述的开关电源控制器，其中所述叠加电路为压控增益放大电路。
16.根据权利要求15所述的开关电源控制器，其中所述叠加电路包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述第一输入端接收电感电流采样信号，所述第二输入端接收抖频信号，所述输出端提供叠加信号。
17.根据权利要求16所述的开关电源控制器，其中所述叠加电路还包括：
晶体管以及多个分压电阻，串联连接在电源电压和地之间；
选择电路，用于根据抖频信号，将所述多个分压电阻中的相邻电阻之间的节点之一连接至输出端；以及
比较器，用于将电感电流采样信号与参考电压相比较以控制流过晶体管的电流值，其中，所述参考电压为所述多个分压电阻中的相邻电阻之间的节点之一的电压，以及所述多个分压电阻的电阻值不同。
18.根据权利要求17所述的开关电源控制器，其中从电源电压至地之间，所述多个分压电阻的电阻值递增或递减。
19.一种开关电源控制方法，用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管串联的电感中产生电感电流，包括：
产生随时间变化的抖频信号；
将电感电流采样信号与所述抖频信号相叠加以产生叠加信号；以及
将所述叠加信号与控制电压相比较以产生控制开关管断开的断开信号。
20.根据权利要求19所述的方法，还包括，
产生导通信号；
根据所述导通信号和所述断开信号产生开关控制信号；以及
根据开关控制信号产生开关管的驱动信号。
21.根据权利要求20所述的方法，其中产生导通信号的步骤包括：
采用定时电路产生所述导通信号。
22.根据权利要求20所述的方法，其中产生导通信号的步骤包括：
将与开关管两端的电压相对应的电压反馈信号与参考信号相比较，以产生参考过零信号；以及
在电压反馈信号过零之后，延迟预定时间产生有效的导通信号。
23.根据权利要求20所述的方法，其中产生控制开关管断开的断开信号的步骤包括：
根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管从断开转变为导通时刻的初始值。
24.根据权利要求20所述的方法，其中产生控制开关管断开的断开信号的步骤包括：
根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管导通期间的变化斜率。
开关电源控制器及其控制方法
技术领域
背景技术
[0002] 开关电源在工作过程中由于开关管的高速开关动作产生严重的电磁干扰。如何降低电磁干扰噪声使得电源产品达到相关标准，是业界普遍关注的一个问题。传统的减小开关电源的电磁干扰噪声的方法是在电路中加入EMI滤波器，这不仅会导致电源的体积和成本增加、高频性能下降，同时也增大了损耗。
[0003] 抖频控制是一种有效改善传导电磁干扰的方法，现在已被集成开关电源芯片所采用而大量应用于小功率开关电源产品中。该方法通过使开关电源的工作频率周期性或非周期性地在一定的范围内变化，使得谐波干扰能量得以分散，从而达到满足EMI标准的目的。
[0004] 然而，现有开关电源中抖频控制的原理是改变开关电源的系统开关频率。虽然可以改善传导电磁干扰，但由于系统开关频率的变化，开关管的导通时刻将偏离理想值。采用抖频控制导致开关管的导通损耗变大、系统效率降低和发热量增大。此外，由于开关管在高电压下导通切换，甚至可能产生附加的电磁辐射，导致EMI劣化。
[0005] 因此，期望进一步改善开关电源抖频控制以减少开关管的导通损耗和电磁辐射。
发明内容
[0006] 有鉴于此，本发明提供了一种开关电源控制器及其控制方法，该开关电源控制器采用抖频控制改善传导电磁干扰。
[0007] 根据本发明的一方面，提供一种开关电源控制器，所述开关电源控制器用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管串联的电感中产生电感电流，包括：抖频信号产生电路，用于产生随时间变化的抖频信号；叠加电路，用于将电感电流采样信号与所述抖频信号相叠加以产生叠加信号；第一比较器，用于将所述叠加信号与控制电压相比较以产生控制开关管断开的断开信号。
[0008] 优选地，所述开关电源控制器还包括:导通信号产生电路，用于产生导通信号；RS触发器，所述RS触发器的置位端接收所述导通信号，复位端接收所述断开信号，并且在输出端产生开关控制信号；以及驱动电路，用于根据开关控制信号产生开关管的驱动信号。
[0009] 优选地，所述RS触发器在所述导通信号从低电平转变为高电平时置1，在所述断开信号从低电平转变为高电平时置0。
[0010] 优选地，所述导通信号产生电路为定时电路。
[0011] 优选地，所述导通信号产生电路包括：第二比较器，用于将与开关管两端的电压相对应的电压反馈信号与参考信号相比较，以产生参考过零信号；以及延时电路，在电压反馈信号过零之后，延迟预定时间产生有效的导通信号。
[0012] 优选地，所述预定时间为从电压反馈信号过零直至进一步减小至谷值的时间。
[0014] 优选地，所述叠加电路根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管从断开转变为导通时刻的初始值。
[0015] 优选地，所述叠加电路根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管导通期间的变化斜率。
[0016] 优选地，所述抖频信号产生电路包括：在输出端和地之间串联连接的第一电流源和第一开关；在输出端和地之间串联连接的第二电流源和第二开关；以及在输出端和地之间连接的电容，其中，所述第一电流源和所述第二电流源的电流方向相反，并且第一开关和第二开关交替导通。
[0017] 优选地，所述第一电流源和所述第二电流源为压控电流源，所述抖频信号产生电路还包括：第三比较器，用于将所述控制电压与参考电压相比较以产生开关控制信号；以及第三开关，用于根据所述开关控制信号导通或断开，其中，在第三开关导通时，第三开关将所述控制电压提供至所述第一电流源和所述第二电流源的控制端，从而改变所述第一电流源和所述第二电流源的电流值。
[0018] 优选地，所述开关电源控制器还包括电压反馈电路，所述电压反馈电路对电压反馈信号进行调整以获得所述控制电压，使得所述控制电压表征开关电源的输出电压。
[0019] 优选地，在所述控制电压小于所述参考电压时，所述抖频信号产生电路未输出抖频信号。
[0020] 优选地，在所述控制电压大于所述参考电压时，所述抖频信号产生电路输出抖频信号，并且使得抖频信号的峰值为电感电流采样信号的峰值的10％-20％。
[0021] 优选地，所述叠加电路为压控增益放大电路。
[0022] 优选地，所述叠加电路包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述第一输入端接收电感电流采样信号，所述第二输入端接收抖频信号，所述输出端提供叠加信号。
[0023] 优选地，所述叠加电路还包括：晶体管以及多个分压电阻，串联连接在电源电压和地之间；选择电路，用于根据抖频信号，将所述多个分压电阻中的相邻电阻之间的节点之一连接至输出端；以及比较器，用于将电感电流采样信号与参考电压相比较以控制流过晶体管的电流值，其中，所述参考电压为所述多个分压电阻中的相邻电阻之间的节点之一的电压，以及所述多个分压电阻的电阻值不同。
[0024] 优选地，从电源电压至地之间，所述多个分压电阻的电阻值递增或递减。
[0025] 根据本发明的另一方面，提供一种开关电源控制方法，用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管串联的电感中产生电感电流，包括：产生随时间变化的抖频信号；将电感电流采样信号与所述抖频信号相叠加以产生叠加信号；以及将所述叠加信号与控制电压相比较以产生控制开关管断开的断开信号。
[0026] 优选地，所述开关电源控制方法还包括，产生导通信号；根据所述导通信号和所述断开信号产生开关控制信号；以及根据开关控制信号产生开关管的驱动信号。
[0027] 优选地，产生导通信号的步骤包括：采用定时电路产生所述导通信号。
[0028] 优选地，产生导通信号的步骤包括：将与开关管两端的电压相对应的电压反馈信号与参考信号相比较，以产生参考过零信号；以及在电压反馈信号过零之后，延迟预定时间产生有效的导通信号。
[0029] 优选地，产生控制开关管断开的断开信号的步骤包括：根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管从断开转变为导通时刻的初始值。
[0030] 优选地，产生控制开关管断开的断开信号的步骤包括：根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管导通期间的变化斜率。
[0031] 根据本发明的开关电源控制器采用抖频信号产生电路和叠加电路，对电感电流采样信号进行初始值和/或斜率调制。开关管的导通时间随时间是变化的，开关管的开关周期TS也会随着时间变化而变化。该开关电源控制器可以达到改变频率的目的，实现了抑制EMI的功能。
[0032] 在优选的实施例中，在电压反馈信号过零之后，延时电路在延迟预定时间之后产生高电平的导通信号。采用延时电路引入保持不变的延迟，进而控制开关管的断开时刻，可以实现在谷底或近似在谷底时刻导通。从而可以减少开关管的导通损耗。
[0033] 在优选的实施例中，采用电压反馈电路对电压反馈信号进行调整以获得所述控制电压，使得所述控制电压表征开关电源的输出电压。因此，在低载时未进行抖频，在重载时，抖频信号的峰值的大小与开关电源的输出电压成比例变化。该优选实施例既避免了轻载纹波大、电源噪声和稳定性差的问题，同时又保证了电路在EMI噪声相对较大的时候加入抖频功能，分散噪声的频谱以达到EMI标准的目的。附图说明
[0034] 通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
[0035] 图1为反激式(flyback)拓扑的开关电源的示意性框图；
[0036] 图2为根据现有技术的开关电源控制器的示意性框图；
[0037] 图3为根据本发明的开关电源控制器的示意性框图；
[0038] 图4为根据本发明的开关电源控制器中第一抖频调制方案的波形图；
[0039] 图5为根据本发明的开关电源控制器中第二抖频调制方案的波形图；
[0040] 图6为根据本发明的开关电源的波形图；
[0041] 图7为根据本发明的开关电源控制器中采用的抖频信号产生电路的第一实例的示意性框图；
[0042] 图8为根据本发明的开关电源控制器中采用的抖频信号产生电路的第二实例的示意性框图；
[0043] 图9为图7和8所示的抖频信号产生电路的波形图；
[0044] 图10为根据本发明的开关电源控制器中采用的叠加电路的示意性框图；以及
[0045] 图11为根据本发明的开关电源控制方法的流程图。
具体实施方式
[0047] 为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
[0048] 图1为反激式拓扑的开关电源100的示意性框图。所述开关电源100采用反激式拓扑结构。开关电源100包括变压器T。变压器T具有原边绕组NP、副边绕组NS和辅助绕组NA，用于传递能量和信号反馈。变压器T的原边绕组NP的第一端、副边绕组NS的第二端以及辅助绕组NA的第二端为同名端，以及变压器T的原边绕组NP的第二端、副边绕组NS的第一端以及辅助绕组NA的第一端为同名端。
[0049] 在原边侧，外部交流输入经整流滤波之后，作为输入电压VIN，输入至所述变压器T的原边绕组NP的第一端。开关管S1和采样电阻RS串联连接在变压器T的原边绕组NP的第二端与地之间。
[0050] 在副边侧，变压器T的副边绕组NS的第一端串联连接二极管D1的阳极，第二端接地。在二极管D1的阴极和地之间并联连接电容Co，在电容Co的两端产生输出电压Vo。变压器T的辅助绕组NA的第一端作为反馈端，第二端接地。电阻R1和R2组成分压网络，从辅助绕组NA的第一端获取表征副边输出电压的电压反馈信号VFB。
[0051] 电压反馈电路101从变压器T的辅助绕组NA获取电压反馈信号VFB。在开关管断开时，电压采样信号逐渐减小。当副边绕组NS放电完成瞬间，电压反馈信号VFB发生陡降。
[0052] 开关电源控制器110从采样电阻RS获取原边绕组NP的电感电流采样信号VSEN，从电压反馈电路101获取副边电压的电压反馈信号VFB。开关电源控制器110根据电感电流采样信号VSEN和电压反馈信号VFB，产生开关管驱动信号VG，从而控制开关管S1的开关状态。例如，该开关管驱动信号VG是具有占空比的脉宽调制(PWM)信号，使得开关管S1在导通状态和断开状态之间切换。
[0053] 在开关管S1导通时，变压器T的原边绕组NP承受正电压Vin，电感电流IL从零开始线性上升。当该电流在采样电阻Rs上产生的采样信号VSEN达到控制电压Vc时，开关管S1关断。
[0054] 控制电压Vc表征原边电感电流的极限值。在一个实例中，控制电压为恒压源产生的预设电压。在另一个实例中，控制电压Vc为上述表征副边输出电压的电压反馈信号VFB的补偿电压信号，补偿电压信号为稳定的电压信号。
[0055] 在一个实例中，采用附加的电压反馈电路，对电压反馈信号VFB进行调整，以获得精确表征副边输出电压的稳定的控制信号Vc。电压反馈电路可以包括采样保持电路，使得采样保持后的控制信号Vc为基本恒定的一个值。例如，采样保持电路是中国专利申请201210047752.4中的电压反馈电路中的采样保持电路。替代地，采样保持电路可以是任何已知的采样保持电路
[0056] 在开关管S1关断时，副边二极管D1续流，等效到副边绕组承受负电压Vo。此时原边电感电流IL线性下降。在连续导通(CCM)模式下，电感电流IL还未减小达到0时，开关管S1即再次导通。在非连续导通模式(DCM)模式下，直至电感电流IL至0，开关管S1才再次导通。在准谐振模式，开关管S1在其源漏电压波形的谷底才再次导通。在准谐振模式，控制电压Vc决定了开关管S1的导通时间和副边二极管D1的续流时间，也就是决定了开关频率。
[0057] 图2为根据现有技术的开关电源控制器110的示意性框图。所述开关电源控制器110包括第一比较器1101、第二比较器1102、延时电路1110、RS触发器1103以及驱动电路
1104。
1104。
[0058] 第一比较器1101的同相输入端接收电感电流采样信号VSEN，反相输入端接收控制电压Vc。第一比较器1101的输出端提供断开信号。
[0059] 第二比较器1102的同相输入端接收电压反馈信号VFB，反相输入端接收参考信号VREF，参考信号VREF为参考零电压。第二比较器1102的输出端提供参考过零信号。延时电路1110接收参考过零信号并且产生导通信号。
[0060] RS触发器1103的置位端S接收导通信号，复位端R接收断开信号，并且输出端Q产生开关控制信号。驱动电路1104的输入端接收开关控制信号，并且输出端产生开关管驱动信号VG。
[0061] 在RS触发器1103的输出端Q为高电平时，驱动电路1104提供高电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1导通。
[0062] 在开关管S1导通期间，电感电流采样信号VSEN线性上升。当电感电流采样信号VSE达到控制电压Vc时，该断开信号为高电平。RS触发器1103的输出端Q转变为低电平，驱动电路1104提供低电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1断开。
[0063] 在开关管S1断开之后，延时电路1110在电压反馈信号VFB过零之后，延迟预定时间后产生高电平的导通信号。驱动电路1104提供高电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1再次导通。然后，进入下一个开关周期。
[0064] 在现有的抖频控制中，通过随时间变化改变控制电压Vc的幅值，就可以改变开关频率，从而实现抖频控制。
[0065] 图3为根据本发明的开关电源控制器210的示意性框图。所述开关电源控制器210包括第一比较器2101、第二比较器2102、延时电路2110、RS触发器2103以及驱动电路
2104。与现有技术的开关电源控制器210不同，根据本发明的开关电源控制器210进一步还包括抖频信号产生电路2105和叠加电路2106。
2104。与现有技术的开关电源控制器210不同，根据本发明的开关电源控制器210进一步还包括抖频信号产生电路2105和叠加电路2106。
[0066] 抖频信号产生电路2105产生抖频信号Vjitter。所述抖频信号可以为三角波或正弦波。
[0067] 叠加电路2106接收电感电流采样信号VSEN和抖频信号Vjitter，并且将抖频信号Vjitter与电感电流采样信号VSEN叠加，以获得叠加信号VSEN1。
[0068] 与现有技术的对控制电压Vc幅度调制的抖频方案不同，本发明的开关电源控制器210采用抖频信号产生电路2105和叠加电路2106，对电感电流采样信号VSEN进行初始值和/或斜率调制。该斜率指电感电流采样信号VSEN线性上升的斜率。
[0069] 第一比较器2101的同相输入端接收叠加信号VSEN1，反相输入端接收控制电压Vc。第一比较器2101的输出端提供断开信号。
[0070] 第二比较器2102的同相输入端接收电压反馈信号VFB，反相输入端接收参考信号VREF。第二比较器2102的输出端提供参考过零信号。延时电路2110接收参考过零信号并且产生导通信号。
[0071] RS触发器2103的置位端S接收导通信号，复位端R接收断开信号，并且输出端Q产生开关控制信号。驱动电路2104的输入端接收开关控制信号，并且输出端产生开关管驱动信号VG。
[0072] 在RS触发器2103的输出端Q为高电平时，驱动电路2104提供高电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1导通。
[0073] 在开关管S1导通期间，电感电流采样信号VSEN从零开始线性上升。相应地，叠加信号VSEN1也开始上升。
[0074] 当叠加信号VSEN1达到控制电压Vc时，断开信号为高电平。RS触发器2103的输出端Q转变为低电平，驱动电路2104提供低电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1断开。
[0075] 在电压反馈信号VFB过零之后，延时电路2110在延迟预定时间之后产生高电平的导通信号。该预定时间与参考过零信号相关。驱动电路2104提供高电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1再次导通。然后，进入下一个开关周期。
[0076] 该实施例提供了一种通过改变开关管导通时间从而改变开关频率的抖频方法。由于将抖频信号叠加到控制信号Vc上去控制电路的导通时间Tcharge，而根据关系式Vcharge*Tcharge＝Vdischarge*Tdischarge，Tdischarge会随着Tcharge的变化而变化，从而达到改变频率的目的。
[0077] 进一步地，在该实施例中，延时电路110在电压反馈信号VFB过零后的预定时刻断开开关管S1。采用延时电路110引入保持不变的延迟，进而控制开关管S1的断开时刻，可以实现在谷底或近似在谷底时刻导通。
[0078] 在替代的实施例中，可以采用定时电路代替第二比较器2102和延时电路2110来产生导通信号。定时电路产生高电平的导通信号的周期等于开关周期TS。将开关周期TS设置为实现在谷底或近似在谷底时刻导通。
[0079] 因而，该开关电源控制器可以实现准谐振导通功能，相对于现有技术，开关功率损耗大大减小。该开关电源控制器可以避免在抖频的同时无法保证谷底导通从而导致系统效率降低的问题，改善系统的传导电磁干扰同时获得高效率。
[0080] 图4为根据本发明的开关电源控制器中第一抖频调制方案的波形图。在第一抖频调制方案中，替代对控制电压Vc幅度调制的抖频方案，对电感电流采样信号VSEN进行初始值调制。
[0081] 以下结合图4进一步说明抖频信号产生电路2105和叠加电路2106的工作原理。
[0082] 抖频信号产生电路2105产生波形为三角波的抖频信号。抖频信号的周期Tjitter大于开关电源的开关周期TS。例如，抖频信号的周期Tjitter可以是开关电源的开关周期TS的n倍，其中n为自然数。抖频信号的峰值小于电感电流采样信号VSEN的峰值。例如，抖频信号的峰值为电感电流采样信号VSEN的峰值的10％-20％。
[0083] 在抖频信号的周期Tjitter中，在0-Tjitter/2的时间段，抖频信号Vjitter线性上升，在Tjitter/2-Tjitter的时间段，抖频信号Vjitter线性下降。在Tjitter/2时刻，抖频信号Vjitter达到峰值。
[0084] 在开关管S1导通期间，电感电流采样信号VSEN从零开始线性上升。相应地，由于初始值调制，叠加信号VSEN1从随时间变化的初始值开始上升。然后，在达到控制电压Vc时，开关管S1断开，电感电流采样信号VSEN和叠加信号VSEN1发生陡降。
[0085] 开关管S1的导通时间即叠加信号VSEN1的上升时间。在第一个开关周期TS中的导通时间为t2-t1，在第二个开关周期TS中的导通时间为t4-t3，依次类推，如图4所示。结果，在抖频信号Vjitter线性上升期间，每个开关周期TS中的导通时间逐渐减小。在抖频信号Vjitter线性下降期间，每个开关周期TS中的导通时间逐渐增大。
[0086] 图5为根据本发明的开关电源控制器中第二抖频调制方案的波形图。在第二抖频调制方案中，替代对控制电压Vc幅度调制的抖频方案，对电感电流采样信号VSEN进行斜率调制。
[0087] 以下结合图5进一步说明抖频信号产生电路2105和叠加电路2106的工作原理。
[0088] 抖频信号产生电路2105产生波形为三角波的抖频信号。抖频信号的周期Tjitter大于开关电源的开关周期TS。例如，抖频信号的周期Tjitter可以是开关电源的开关周期TS的n倍，其中n为自然数。抖频信号的峰值小于电感电流采样信号VSEN的峰值。例如，抖频信号的峰值为电感电流采样信号VSEN的峰值的10％-20％。
[0089] 在抖频信号的周期Tjitter中，在0-Tjitter/2的时间段，抖频信号Vjitter线性上升，在Tjitter/2-Tjitter的时间段，抖频信号Vjitter线性下降。在Tjitter/2时刻，抖频信号Vjitter达到峰值。
[0090] 在开关管S1导通期间，电感电流采样信号VSEN从零开始线性上升。相应地，由于斜率调制，叠加信号VSEN1从零开始，按照随时间变化的斜率开始上升。然后，在达到控制电压Vc时，开关管S1断开，电感电流采样信号VSEN和叠加信号VSEN1发生陡降。
[0091] 开关管S1的导通时间即叠加信号VSEN1的上升时间。在第一个开关周期TS中的导通时间为t2-t1，在第二个开关周期TS中的导通时间为t4-t3，依次类推，如图4所示。结果，在抖频信号Vjitter线性上升期间，每个开关周期TS中的导通时间逐渐减小。在抖频信号Vjitter线性下降期间，每个开关周期TS中的导通时间逐渐增大。
[0092] 图6为根据本发明的开关电源的波形图，其中示出电压反馈信号VFB在一个开关周期TS中的变化。该电压反馈信号VFB对应于开关管S1的源漏电压。
[0093] 当一个开关周期TS开始时，开关管S1导通，原边绕组的电流(即是电感电流)从零开始线性上升，即电感电流采样信号VSEN线性上升。副边绕组开始充电。在本发明中，在VSEN上叠加一个抖频信号Vjitter，以产生叠加信号VSEN1。所述抖频信号可以为三角波或正弦波，所述叠加信号VSEN1如图4或5所示。将叠加信号VSEN1与基本恒定的控制电压Vc进行比较。当叠加信号VSEN1到达补偿信号时，比较器输出高电平信号，控制开关管S1关断，副边绕组的充电持续时间为Tcharge。开关管S1的导通时间为Tcharge。
[0094] 当开关管S1关断后，副边绕组开始放电。由于变压器的漏感和开关管S1的寄生电容发生谐振，电压反馈信号VFB会产生如图6所述的波动。在放电一段时间后，副边绕组完成放电，副边绕组的放电持续时间为Tdischarge。电压反馈信号VFB开始下降。在时间Tx之后，电压反馈信号VFB如下降到电路的参考过零点。第二比较器2102检测到参考过零信号，然后延时电路1110在延迟预定时间Tdelay之后产生高电平的导通信号。驱动电路1104提供高电平的开关管驱动信号VG，使得开关管S1再次导通。从而，再次进入下一个开关周期。开关管S1的断开时间为Tdischarge+Tx+Tdelay。
[0095] 在上述过程中，由于电感电流采样信号VSEN与抖频信号Vjitter的叠加信号VSEN1与开关管S1的导通时间相对应，因此开关管S1的导通时间是变化的。Tdischarge会随着Tcharge的变化而变化，从而达到改变频率的目的。也即，开关频率是变化的，实现了抑制EMI的功能。
[0096] 图7为根据本发明的开关电源控制器中采用的抖频信号产生电路2105的第一实例的示意性框图。
[0097] 抖频信号产生电路2105串联连接在输出端和地之间的第一开关S11和第一电流源I11、串联连接在输出端和地之间的第二开关S21和第二电流源I21、以及连接在输出端和地之间的电容C1。在抖频信号产生电路2105中，第一电流源I11的电流流动方向与第二电流源I21的电流流动方向相反。
[0098] 在抖频信号的周期Tjitter中，在0-Tjitter/2的时间段，第一开关S11导通，第二开关S21断开，第一电流源I11给电容C1充电。抖频信号Vjitter从0开始上升。在t＝Tjitter/2时刻，抖频信号Vjitter达到峰值。在Tjitter/2-Tjitter的时间段，第一开关S11断开，第二开关S21导通，第二电流源I21给电容C1放电。抖频信号Vjitter线性下降。在t＝Tjitter时刻，电容C1上的电压正好下降到0，从而完成一个抖频周期。
[0099] 如此周期性循环，抖频信号产生电路2105产生波形为三角波的抖频信号Vjitter。
[0100] 在图7所示的抖频信号产生电路2105中，第一开关S11和第二开关S21的导通时间是恒定的，以产生其峰值Vjitter_pk恒定的抖频信号。作为进一步的改进，下文将描述的抖频信号产生电路对抖频信号的峰值Vjitter_pk进行限幅。
[0101] 图8为根据本发明的开关电源控制器中采用的抖频信号产生电路3105的第二实例的示意性框图。
[0102] 抖频信号产生电路3105串联连接在输出端和地之间的第一开关S11和第一电流源I11、串联连接在输出端和地之间的第二开关S21和第二电流源I21、以及连接在输出端和地之间的电容C1。在抖频信号产生电路3105中，第一电流源I11的电流流动方向与第二电流源I21的电流流动方向相反。与第一实例的抖频信号产生电路3105不同，第二实例的抖频信号产生电路3105中的第一电流源I11和第二电流源I21是压控的。第二抖频信号产生电路3105还包括比较器A1和开关SW。
[0103] 如上所述，例如采用电压反馈电路从电压反馈信号VFB获得基本恒定的控制电压Vc。该控制信号Vc对应于开关电源的输出电压Vo，即开关电源的负载电压。
[0104] 比较器A1的同相输入端接收控制电压Vc，反相输入端接收参考电压V1进行比较。比较器A1的输出端产生开关控制信号，以控制开关SW的导通和断开。开关SW的一端连接至控制电压Vc，另一端连接至第一电流源I11和第二电流源I21各自的控制端。
[0105] 在抖频信号的周期Tjitter中，在0-Tjitter/2的时间段，第一开关S11导通，第二开关S21断开，第一电流源I11给电容C1充电。抖频信号Vjitter从0开始上升。在t＝Tjitter/2时刻，抖频信号Vjitter达到峰值。在Tjitter/2-Tjitter的时间段，第一开关S11断开，第二开关S21导通，第二电流源I21给电容C1放电。抖频信号Vjitter线性下降。在t＝Tjitter时刻，电容C1上的电压正好下降到0，从而完成一个抖频周期。
[0106] 如此周期性循环，抖频信号产生电路3105产生波形为三角波的抖频信号Vjitter。
[0107] 在抖频信号产生电路3105中，抖频信号的峰值Vjitter_pk的大小与Vc成比例变化。当Vc＜V1时，输出功率小(轻载)，开关SW断开，无抖频电压加入。当Vc>V1时，开关SW导通，抖频电压加入。开关SW将控制电压Vc连接至第一电流源I11和第二电流源I21的控
制端。随着负载加重，Vc逐渐增大。第一电流源I11和第二电流源I21的输出电流与控制端电压成比例，I＝k*Vc。因此，随着输出功率变大，抖频信号的峰值Vjitter_pk也逐渐增大。
如上文所述，抖频信号的峰值优选为电感电流采样信号VSEN的峰值的10％-20％。
制端。随着负载加重，Vc逐渐增大。第一电流源I11和第二电流源I21的输出电流与控制端电压成比例，I＝k*Vc。因此，随着输出功率变大，抖频信号的峰值Vjitter_pk也逐渐增大。
如上文所述，抖频信号的峰值优选为电感电流采样信号VSEN的峰值的10％-20％。
[0108] 在第二实例中，抖频的幅度是变化的、受控的。电路工作中Vc的电压高低反映了输出功率的大小，而抖频信号的峰值Vjitter_pk的大小与Vc成比例变化，Vc的最大值决定了抖频的最大值。由于抖频信号的峰值Vjitter_pk的大小和Vc相关，第二实例的抖频信号产生电路3105既避免了轻载纹波大、电源噪声和稳定性差的问题，同时又保证了电路在EMI噪声相对较大的时候加入抖频功能，分散噪声的频谱以达到EMI标准的目的。
[0109] 现有的抖频方法并没有提出对于抖频的幅度如何去控制和限制，轻载的时候EMI噪声比重载的噪声小，如果加上同等大小的抖频幅度，会造成轻载纹波过大、电源噪声和稳定性差等问题。
[0110] 图9为图7和8所示的抖频信号产生电路的波形图。抖频信号Vjitter为三角波形。在抖频信号的周期Tjitter中，在0-Tjitter/2的时间段，抖频信号Vjitter从0开始上升。在t＝Tjitter/2时刻，抖频信号Vjitter达到峰值Vjitter_pk。在Tjitter/2-Tjitter的时间段，抖频信号Vjitter线性下降。在t＝Tjitter时刻，电容C1上的电压正好下降到0。如上所述，采用第二实施例的抖频信号产生电路3105，抖频信号的峰值Vjitter_pk的大小与Vc成比例变化。
[0111] 图10为根据本发明的开关电源控制器中采用的叠加电路2106的示意性框图。根据该优选的实施例，叠加电路2106用于根据抖频信号Vjitter对电感电流采样信号VSEN进行斜率调制，以产生叠加信号VSEN1。
[0112] 该叠加电路2106包括运算放大器A1、选择器A2、第一至第六电阻R1至R6组成的分压网络、以及晶体管Q1。第一至第六电阻R1至R6和晶体管Q1串联连接在电源电压VcC和地之间。在第一至第六电阻R1至R6的两个相邻电阻的中间节点获取参考电压V1。
[0113] 运算放大器A1的同相输入端接收电感电流采样信号VSEN，反相输入端接收参考电压V1，输出端连接至晶体管Q1的控制端。根据运算放大器A1的“虚短”特性，参考电压V1等于电感电流采样信号VSEN。
[0114] 选择电路A2包括用于接收抖频信号Vjitter的第一输入端、分别连接至第一至第六电阻R1至R6的两个相邻电阻的中间节点的多个第二输入端、以及用于提供叠加信号VSEN1的输出端。
[0115] 选择电路A2根据抖频信号Vjitter将所述多个第二输入端之一连接至输出端。在第一至第六电阻R1至R6的电阻值不同的情形下，如果选择所述多个第二输入端中的不同第二输入端时，则叠加信号VSEN1相对于电感电流采样信号VSEN的放大倍数不同。例如，如果选择电路A2选择第二电阻R2和第三电阻R3之间的第二输入端，则叠加信号VSEN1＝VSEN*R3/(R4+R5+R6)。根据优选的实施例，第一至第六电阻R1至R6的电阻值依次递增或递减。在替代的实施例中，第一至第六电阻R1至R6的电阻值不同即可。
[0116] 在开关管S1导通时，电感电流采样信号VSEN随时间线性上升。在开关管S1断开时，电感电流采样信号VSEN随时间线性下降。电感电流采样信号VSEN的变化斜率主要决定于开关电源中的变压器T中原边绕组的电感、漏感、采样电阻Rs等因素，基本上为恒定值。
[0117] 叠加电路2106接收抖频信号Vjitter。该抖频信号Vjitter例如为三角波形，随时间周期性地线性上升和下降。叠加电路2106根据抖频信号Vjitter改变叠加信号VSEN1相对于电感电流采样信号VSEN的放大倍数。结果，叠加信号VSEN1的变化斜率随时间变化，从而实现斜率调制。
[0118] 尽管在该实施例中描述了用于对电感电流采样信号VSEN进行斜率调制的叠加电路2106，该叠加电路2106包括选择电路A2，然而，在替代的实施例中，叠加电路2106可以是任何已知的压控增益放大电路。
[0119] 图11为根据本发明的开关电源控制方法的流程图。该开关电源控制方法用于控制开关管的导通和断开，从而在与开关管串联的电感中产生电感电流。
[0120] 在步骤S01中，产生随时间变化的抖频信号。
[0121] 在步骤S02中，将电感电流采样信号与所述抖频信号相叠加以产生叠加信号。
[0122] 在步骤S03中，将所述叠加信号与控制电压相比较以产生控制开关管断开的断开信号。在一个实施例中，该步骤包括根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管从断开转变为导通时刻的初始值。在另一个实施例中，该步骤包括根据所述抖频信号，随时间改变所述叠加信号在所述开关管导通期间的变化斜率。
[0123] 在步骤S04中，产生导通信号。在一个实施例中，该步骤包括采用定时电路产生所述导通信号。在另一个实施例中，该步骤包括将与开关管两端的电压相对应的电压反馈信号与参考信号相比较，以产生参考过零信号；以及在电压反馈信号过零之后，延迟预定时间产生有效的导通信号。
[0124] 在步骤S05中，根据所述导通信号和所述断开信号产生开关控制信号。
[0125] 在步骤S06中，根据开关控制信号产生开关管的驱动信号。
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