本発明は、少なくとも交互にスイッチングする一対のスイッチング素子を含むインバータ回路を備えた放電ランプ点灯装置およびこれを備えた照明装置に関する。

ハーフブリッジ形インバータ回路の一対のスイッチング素子を非対称なオンデューティになるように動作させることにより、ストライエーションを防止することは既知である（特許文献１参照。）。 特許文献１によれば、オンデューティを非対称にすることで放電ランプに直流電流が流れ、ストライエーションが人の目で認識できない程度まで抑制される。

特開平０６-２８３２８６号公報

ところが、上記の場合、直流電流が流れるため、いわゆるカタホリシス現象が生じてしまうという問題がある。

本発明は、ストライエーションおよびカタホリシス現象をともに抑制した放電ランプ点灯装置およびこれを備えた照明装置を提供することを目的とする。

本発明の放電ランプ点灯装置は、直流電源と；少なくとも交互にスイッチングする一対のスイッチング素子を含み、一方のスイッチング素子のオンデューティがａ（ただし、０＜ａ＜１とする。）のときに、他方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａである第１の期間と、一方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａのときに、他方のスイッチング素子のオンデューティがａである第２の期間とが交互に繰り返される交互非対称動作を少なくとも所定出力以下のときに行うように構成され、入力端が直流電源に接続されるインバータ回路と；インバータ回路の出力により付勢される放電ランプと；を具備していることを特徴としている。

上記本発明において、各構成要素は、以下のように構成することができる。

直流電源は、電池電源および整流化直流電源のいずれであってもよい。 また、後者の場合、平滑化および非平滑化直流電源のいずれであってもよい。 さらに、所望により整流化直流電源に直流チョッパなどのスイッチングレギュレータからなる直流−直流コンバータを組み合わせることができる。 この場合、直流−直流コンバータの出力電圧をインバータ回路の入力端に印加するとともに、直流−直流コンバータの出力電圧を変化させることにより、放電ランプのランプ電流またはランプ電力を変化させることができる。

インバータ回路は、少なくとも交互にスイッチングする一対のスイッチング素子を含んでいるインバータ回路であればどのような回路構成であってもよい。 例えば、ハーフブリッジ形インバータおよびフルブリッジ形インバータなどが含まれる。

また、インバータ回路は、一対のスイッチング素子における交互スイッチングが非対称動作を行う。 すなわち、一方のスイッチング素子のオンデューティがａ（ただし、０＜ａ＜１とする。）のときに、他方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａであり、かつ、ａ≠１−ａである。 例えば、対をなすスイッチング素子のうち、一方のオンデューティａが０．３であれば、他方のオンデューティ１−ａは０．７である。 なお、ａの値は０＜ａ＜１の範囲内で、かつ、０．５を除いてどのような値であってもよい。

しかしながら、ａと１−ａの比ａ／（１−ａ）は、第１および第２の期間の時間幅および周囲温度により好ましい範囲が変化する。 実験によれば、以下のとおりである。 すなわち、上記比が１．２以上であれば、室温下で第１および第２の期間が５００μｓ以上のときにストライエーションが発生しない。 よって、上記比１．２以上は、好ましい範囲である。 上記比が１．９以上であれば、０℃以上で第１および第２の期間が５００μｓ以上のときにストライエーションが発生しない。 よって、上記比１．９以上は、より一層好ましい範囲である。 上記比が２．４以上であれば、０℃以上で第１および第２の期間が１００μｓ以上のときにストライエーションが発生しない。 よって、上記比２．４以上は、最適な範囲である。

さらに、インバータ回路は、一対のスイッチング素子が交互非対称動作を行う。 すなわち、一方のスイッチング素子のオンデューティがａで、他方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａである第１の期間と、一方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａで、他方のスイッチング素子のオンデューティがａである第２の期間とを交互に繰り返す。 なお、第１の期間と第２の期間は時間が等しい方がカタホリシス現象を生じにくいので好適である。

また、第１および第２の期間は、その下限が少なくとも一対のスイッチング素子の非対称動作によってランプ電流に直流電流が重畳する程度の時間以上であればよく、その上限が人間の目に明るさのちらつきを感じさせない程度であるのが好ましい。 ランプ電流に直流電流が重畳するには、インバータの非対称出力が２サイクル以上持続すればよい。 したがって、第１および第２の期間の下限値は、インバータ出力の１サイクル以上の時間である。 また、上限値は、スイッチング素子のスイッチングが時間人間の個人差にもよるが、１０ｍｓ以下であれば上記条件を満足することが実験により確認できた。 なお、インバータ回路が例えば４０ｋＨｚ以上の高周波電圧を出力するように作動する場合、好適には約１〜５ｍｓ程度である。

放電ランプは、その種類が特段限定されるものではないが、蛍光ランプが好適である。 なお、放電ランプを始動しやすくすると同時にインバータ回路から出力される矩形波を正弦波に波形変換して点灯中の雑音発生を抑制するために、好ましくはインバータ回路の出力端に共振負荷回路を接続し、共振負荷回路を介して放電ランプをインバータ回路に接続するのがよい。 共振負荷回路は、直列共振回路が好適であるが、別設の限流インピーダンスを放電ランプに直列接続していれば所望により並列共振回路を用いることもできる。

共振負荷回路が直列共振回路の場合には、放電ランプと直列接続してインバータ回路に接続する共振インピーダンスが限流インピーダンスを兼ねることができる。 なお、共振負荷回路を用いない場合には、放電ランプと直列接続して限流作用を奏する適当なインピーダンスを限流インピーダンスとして用いることができる。

次に、本発明の放電ランプ点灯装置の動作について説明する。

インバータ回路が直流電源に接続すると、一対のスイッチング素子が交互にスイッチングして直流−交流変換動作を行うので、その出力端に交流電圧が現れ、放電ランプがインバータ回路の出力によって付勢されて始動し、交流点灯を行う。

しかしながら、インバータ回路中の一対のスイッチング素子における交互スイッチングがオンデューティの非対称動作を行うので、放電ランプに流れる交流のランプ電流に直流成分が重畳する。 これにより、ストライエーションの発生が効果的に抑制される。 なお、直流成分はオンデューティの差が大きくなるにしたがって大きくなるので、所望の値の直流成分が重畳するようにオンデューティ差を適当に設定することができる。

また、インバータ回路の一対のスイッチングにおける上述の非対称動作は第１の期間の間継続し、次に第２の期間になると、反転する。 すなわち、第１および第２の期間は、予め所定の関係になるように設定されるが、第１の期間において、一方のスイッチング素子のオンデューティがａで、他方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａである場合、第２の期間において反転すると、一方のスイッチング素子のオンデューティが１−ａとなり、他方のスイッチング素子のオンデューティがａとなる。 このため、交流のランプ電流に重畳する直流成分の極性が第１の期間におけるそれとは逆になり、直流成分の極性が反転する。

そうして、上記直流成分の極性反転が行われると、放電ランプにカタホリシス現象が生じにくくなる。 したがって、本発明によれば、ストライエーションおよびカタホリシス現象の発生がともに効果的に抑制される。

ところで、ストライエーションは、放電ランプのランプ電流またはランプ電力が小さいときに発生しやすい。 そこで、本発明においては、ランプ電流またはランプ電力が所定値以下のときにのみ上述の交互非対称動作を行い、所定値を超えるランプ電流またはランプ電力のときには交互非対称動作を行わないように構成することを許容するものである。 これを実現するために上述の構成に付加することが許容される好ましい構成を以下に列挙する。

１． 調光信号にしたがってインバータ回路の出力が変化して放電ランプが調光点灯し、かつ、放電ランプの調光比が小さいときにのみインバータ回路が交互非対称動作を行うように構成する。 なお、調光比は、％で表示したときに１００％であれば全光点灯（１００％点灯）、０％であれば消灯（０％点灯）であり、中間の値であれば全光点灯に対してその数値の示す割合で点灯することを意味する。 したがって、調光比が小さいときとは、数値の小さな％での点灯を意味する。

２． 放電ランプのランプ電流を検出してその検出値が所定値に近づくようにインバータ回路を帰還制御し、かつ、検出値が所定値以下の場合にはインバータ回路が交互非対称動作を行うように構成されている。 この構成は、インバータ回路の出力周波数を変化させることにより、ランプ電流を変化させる場合に好適である。

３． 放電ランプのランプ電流を検出してその検出値が所定値に近づくように直流電源電圧を帰還制御し、かつ、検出値が所定値以下の場合にはインバータ回路が交互非対称動作を行うように構成されている。 この構成は、直流電源に直流チョッパなどの直流−直流間コンバータを用いてインバータ回路の直流電源電圧を制御することにより、ランプ電流を変化させる場合に好適である。

４． 放電ランプのランプ電力を検出してその検出値が所定値に近づくようにインバータ回路を帰還制御し、かつ、検出値が所定値以下の場合にはインバータ回路が交互非対称動作を行うように構成されている。 この構成は、インバータ回路の出力周波数を変化させることにより、ランプ電力を変化させる場合に好適である。

５． 放電ランプのランプ電力を検出してその検出値が所定値に近づくように直流電源電圧を帰還制御し、かつ、検出値が所定値以下の場合にはインバータ回路が交互非対称動作を行うように構成されている。 この構成は、直流電源に直流チョッパなどの直流−直流間コンバータを用いてインバータ回路の直流電源電圧を制御することにより、ランプ電力を変化させる場合に好適である。

次に、本発明における回路のストレスを低減させるのに好適な態様について説明する。 すなわち、既に述べた本発明は、第１の期間および第２の期間のいずれか一方から他方に切り換わる際に、ランプ電流に重畳する直流電流の極性を転換させるために、第１の期間のオンデューティをａとし、第２の期間のオンデューティを１−ａとし、かつ、ａ≠１−ａとなるように制御する。 この回路動作を最も簡単に行わせるには、第１の期間または第２の期間の全体を通じてオンデューティを一定に維持することである。 そうすれば、回路構成も簡単化される。 このように回路動作を行うことにより、ランプ電流に重畳する直流電流の実効値の極性が第１の期間および第２の期間の和を１周期として周期的に切り換えることができる。

ところが、このような構成の場合、第１の期間および第２の期間のいずれか一方から他方に切り換わる際に、ランプ電流が急激に変化する。 その結果、スイッチング回路に過渡現象が生じてサージ電流やサージ電圧が発生して回路のストレスが増加しやすくなるので、これに耐え得るスイッチング素子などを用いて回路を構成する必要がある。

そこで、本発明においては、上述のような回路のストレスを低減する態様として、第１の期間および第２の期間の少なくともいずれか一方から他方に移行する際に、両方のスイッチング素子のオンデューティが緩やかに変化して移行が行われ、かつ各期間を通じての平均オンデューティが一方でａ、他方で１−ａ、ａ≠１−ａとなるように構成することができる。

本態様において、オンデューティの上記変化は、少なくともある期間から次の期間に移行する際の移行時間帯であればよく、期間の中間時間帯におけるオンデューティの態様は問わない。 したがって、中間時間帯においては、オンデューティが一定であり、期間が移行する時間帯にのみ連続して変化するような態様であってもよい。

そうして、本態様によれば、第１の期間および第２の期間のいずれか一方から他方に切り換わる際に、オンデューティが上述のように変化することにより、ランプ電流が緩やかに変化する。 その結果、スイッチング回路、特にスイッチング素子に大きなストレスが作用しなくなる。 したがって、ストレス耐性レベルの低い安価なスイッチング素子などの回路素子の使用が可能となる。 もちろん、本発明の主要な効果であるところのストライエーションおよびカタホリシス現象の抑制効果に悪影響がおよぶことはない。

本発明の照明装置は、照明装置本体と；照明装置本体に配設された請求項１または２記載の放電ランプ点灯装置と；を具備していることを特徴としている。

本発明において、照明装置は、放電ランプの発光を利用する全ての装置を含む概念である。 例えば、照明器具、標識灯、表示灯および装飾灯などが該当する。 照明装置本体は、照明装置から放電ランプ点灯装置を除外した残余の部分を示す。

本発明の放電ランプ点灯装置およびこれを備えた照明装置によれば、比較的簡単な構成でストライエーションおよびカタホリシス現象をともに抑制することができる。

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態を説明する。

図１ないし図４は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第１の形態を示し、図１は装置全体の回路図、図２は駆動信号形成回路の回路図、図３はオンデューティの異なる非対称の駆動信号の形成を説明する電圧波形図、図４は交互非対称動作を説明する電圧・電流波形図である。

本形態において、放電ランプ点灯装置は、直流電源ＤＣＳ、インバータ回路ＩＮＶ、帰還制御回路ＦＣＣ、共振負荷回路ＲＬＣおよび放電ランプＤＬを具備している。

直流電源ＤＣＳは、詳細は図示を省略しているが、商用交流電源電圧をブリッジ整流回路で整流し、さらに平滑回路により平滑化して得た直流電圧を出力する。

インバータ回路ＩＮＶは、ハーフブリッジ形インバータＨＢＩおよび駆動信号形成回路ＤＳＧを備えている。 ハーフブリッジ形インバータＨＢＩは、一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２および駆動回路ＧＤＣを有している。 一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、直流電源ＤＣＳの両極間に直列接続している。

駆動回路ＧＤＣは、後述する駆動信号形成回路ＤＳＧから供給されるオンデューティ制御された図３（ｂ）または(ｃ)に示す原駆動信号Ｖ _Ｇを一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対してそれらを交互にスイッチングするように極性反転させることで図３（ｄ）および（ｅ）に示す非対称波形の駆動信号Ｖ _ＧＨ 、Ｖ _ＧＬに変換して供給する。

駆動信号形成回路ＤＳＧは、オンデューティが第１の期間Ｔ１および第２の期間Ｔ２ごとに交互に変化する原駆動信号Ｖ _Ｇを形成して上述の駆動回路ＧＤＣに供給する。 このような回路動作を実現するために、駆動信号形成回路ＤＳＧは、例えば図２に示すように構成されている。 すなわち、電圧応動形発振器ＶＣＯ、誤差増幅器ＯＰ２、第１および第２のタイマＴｍ１、Ｔｍ２ならびに第１および第２の基準電位源Ｅ１、Ｅ２を備えている。 電圧応動形発振器ＶＣＯは、後述する帰還制御回路ＦＣＣからの帰還量に応じて発振周波数が変化する鋸歯状波電圧を出力して、後述する誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子に鋸歯状波電圧を入力する。 誤差増幅器ＯＰ２は、電圧応動形発振器ＶＣＯからの鋸歯状波電圧と第１および第２の基準電位源Ｅ１、Ｅ２とを比較して、その差を出力する。 第１のタイマＴｍ１は、図４（ａ）において第１の期間Ｔ１の間オンし、その後オフする。 第２のタイマＴｍ２は、図４（ａ）において第１の期間Ｔ１に続いて第２の期間Ｔ２の間オンし、その後オフする。 第１の基準電位源Ｅ１は、図３（ｂ）において、オンデューティａに対応する基準電位を誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子に与える。 第２の基準電位源Ｅ２は、図３（ｃ）において、オンデューティ１−ａに対応する基準電位を誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子に与える。

帰還制御回路ＦＣＣはランプ電流を検出して帰還信号を形成し、駆動信号形成回路ＤＧＣにおける誤差増幅器ＯＰ２の他方の入力端子に帰還信号を供給する。 このような回路動作を実現するために、駆動信号形成回路ＤＳＧは、図１に示すように、ランプ電流検出回路ＩｌＤ、誤差増幅器ＯＰ１および基準電位源Ｅ３を備えている。 ランプ電流検出回路ＩｌＤは、既知の各種ランプ電流検出回路を採用することができる。 誤差増幅器ＯＰ１は、その反転入力端子にランプ電流検出回路ＩｌＤが接続し、非反転入力端子に基準電位源Ｅ３が接続する。 基準電位源Ｅ３は、制御目標電位を供給する。

共振負荷回路ＲＬＣは、直流カットコンデンサＣ１および直列共振回路ＳＲＣを備えている。 直流カットコンデンサＣ１は、その一端が一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に接続し、他端が直列共振回路ＳＲＣの一端に接続している。 直列共振回路ＳＲＣは、インダクタＬ１および共振コンデンサＣ２の直列回路からなる。

放電ランプＤＬは、蛍光ランプからなり、その一対のフィラメント電極ｅ１、ｅ２が共振コンデンサＣ２の両端側において直列共振回路ＳＲＣに直列に挿入されることにより、共振コンデンサＣ２に並列接続している。

次に、回路動作について説明する。

すなわち、インバータ回路ＩＮＶは、その入力端に接続された直流電源ＤＣＳから供給される直流を高周波交流に変換して出力する。 出力された高周波交流電圧は共振負荷回路ＲＬＣに印加される。 これに伴い放電ランプＤＬは、その一対のフィラメント電極ｅ１、ｅ２が予熱され、次に共振コンデンサＣ２の両端間に現れる直列共振電圧が一対のフィラメント電極ｅ１、ｅ２間に印加されるために始動し、次いでアーク放電へ移行して点灯する。 なお、共振負荷回路ＲＬＣのインダクタＬ１は、放電ランプＤＬの限流インピーダンスとして作用する。 また、放電ランプＤＬの予熱、始動および点灯のシーケンスを所要に遂行するために、インバータ回路ＩＮＶの周波数がそれぞれのステップに適切なように制御される。

放電ランプＤＬの点灯中、帰還制御回路ＦＣＣのランプ電流検出回路ＩｌＤはランプ電流を検出し、誤差増幅器ＯＰ１は基準電位源Ｅ３との差に対応する帰還制御信号を出力して、これを駆動信号形成回路ＤＧＣに送出し続ける。

駆動信号形成回路ＤＧＣは、その電圧応動形発振器ＶＣＯが帰還制御信号に対応して周波数が変化する鋸歯状波の発振電圧を図３（ａ）に示すように発生する。 この鋸歯状波の発振電圧は、誤差増幅器ＯＰ２に入力し、第１または第２の基準電位源Ｅ１またはＥ２と比較されて、その差に相当するオンデューティがａまたは１−ａの原駆動信号Ｖ _Ｇを出力する。 図３（ｂ）に示すオンデューティがａの原駆動信号Ｖ _Ｇは、第１の期間Ｔ１の間発生する。 また、図３（ｃ）に示すオンデューティが１−ａの原駆動信号Ｖ _Ｇは、第２の期間Ｔ２の間発生する。 そして、第１および第２の期間Ｔ１、Ｔ２の間に発生する原駆動信号Ｖ _Ｇは、それぞれ駆動回路ＧＤＣに送出され、ここで図３（ｅ）に示すスイッチング素子Ｑ１を駆動する際の駆動信号Ｖ _ＧＨと、極性反転された図３（ｄ）に示すスイッチング素子Ｑ２を駆動する際の駆動信号Ｖ _ＧＬとに分けられる。

図４（ａ）は、駆動信号Ｖ _ＧＨおよびＶ _ＧＬが第１の期間Ｔ１と第２の期間Ｔ２とで交互に反転する関係にあることを示している。 また、図４（ｂ）は第１および第２の期間Ｔ１，Ｔ２に流れるランプ電流Ｉｌを示している。

図３（ｅ）に示す第１の期間Ｔ１中の駆動信号Ｖ _ＧＨはそのオンデューティが相対的に大きいのに対して、同期間中の駆動信号Ｖ _ＧＬはそのオンデューティが相対的に小さい。 そのため、図４（ｂ）に示すように、第１の期間Ｔ１におけるランプ電流Ｉｌにはプラス極性の直流電流が重畳している。 したがって、第１の期間Ｔ１におけるインバータ回路ＩＮＶの駆動状態は非対称動作となっている。

次に、第２の期間Ｔ２になると、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の関係は逆になる。 このときの駆動状態もまた関係が上記とは逆になってはいるものの非対称動作となっている。 この動作により、第２の期間Ｔ２においては、図４（ｂ）に示すように、ランプ電流Ｉｌにマイナス極性の直流電流が重畳している。

そうして、インバータ回路ＩＮＶは、第１および第２の期間Ｔ１、Ｔ２が交互に繰り返されるため、交互非対称動作を行いながら帰還制御により動作を行って放電ランプＤＬを一定の明るさで点灯する。

また、上述の交互非対称動作によりストライエーションおよびカタホリシス現象の発生が抑制される。 しかしながら、第１の期間Ｔ１より第２の期間Ｔ２の時間が長いため、第１の期間Ｔ１および第２の期間Ｔ２の和を１単位時間とすると、この中ではマイナス方向に流れる直流電流の方が多くの時間流れるので、後述する変形例におけるよりカタホリシス現象が生じやすくなる。

以下、図５ないし図９を参照して本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための変形例および他の形態について説明する。 なお、各図において、図１ないし図４と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。

図５は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第１の形態の変形例における交互非対称動作を説明する電圧・電流波形図である。

本変形例においては、第１および第２の期間Ｔ１とＴ２とが等しいので、第１の期間Ｔ１および第２の期間Ｔ２の和を１単位時間とすると、この中では正逆良好に流れる直流電流が相殺されるので、カタホリシス現象が一層生じにくくなる。

図６は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第２の形態を示す装置全体の回路図である。

本形態において、放電ランプ点灯装置は、主として外部から到来する調光信号により放電ランプＤＬに投入されるランプ電流が調節されるように構成されている。 そして、ランプ電流が変化することにより、放電ランプＤＬの光出力が変化する。

上記の動作を実現するために、帰還制御回路ＦＣＣの基準電位源Ｅ３の電位が調光信号に応じて変化するように構成されている。 したがって、帰還制御の目標値が調光信号に応じて変化し、これに伴ってランプ電流が追随して上下するので、調光が行われることになる。 なお、調光比の小さい領域においてのみ交互非対称動作を行うように構成することができる。

図７は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第３の形態を示す装置全体の回路図である。

本形態において、放電ランプ点灯装置は、主として外部から到来する調光信号により放電ランプＤＬに投入されるランプ電力が調節されるように構成されている。 そして、ランプ電力が変化することにより、放電ランプＤＬの光出力が変化する。

上記の動作を実現するために、帰還制御回路ＦＣＣがランプ電力を目標値に近付けるように作用させるために、ランプ電流検出回路ＩｌＤとランプ電圧検出回路ＶｌＤを配設し、これらの検出値を乗算回路Ｍに入力してランプ電力を求め、それを基準電位源Ｅ３と比較するように構成されている。 なお、ランプ電圧検出回路ＶｌＤは、放電ランプＤＬに並列接続された抵抗器Ｒ１、Ｒ２の電圧分圧回路を用いてランプ電圧を取り出している。 その他は、図６と同様な構成である。

図８は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第４の形態を示す装置全体の回路図である。

本形態は、帰還制御回路ＦＣＣから得られるランプ電流の帰還信号に応じて直流電源ＤＣＳから出力される直流電源電圧が調節されるように構成されている。 そして、直流電源電圧が変化することにより、放電ランプＤＬの光出力が変化する。 その他の構成は図６と同様である。

図９は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第５の形態を示す装置全体の回路図である。

本形態は、帰還制御回路ＦＣＣから得られるランプ電力の帰還信号に応じて直流電源ＤＣＳから出力される直流電源電圧が調節されるように構成されている。 そして、直流電源電圧が変化することにより、放電ランプＤＬの光出力が変化する。 その他の構成は図７と同様である。

図１０は、本発明の照明装置を実施するための一形態としての天井埋込形照明器具を下面図である。

本形態において、照明装置は、照明装置本体１および放電ランプ点灯装置２を備えている。 放電ランプ点灯装置２は、その回路部分が照明装置本体１の背面側に配置され、放電ランプＤＬが下面に配置されている。

次に、本発明の放電ランプ点灯装置における交互非対称動作を行う第１および第２の期間とストライエーションとの関係について図１１を参照して説明する。

図１１は、本発明の放電ランプ点灯装置のランプ電流波形を比較例のそれと比較して示しており、（ａ）は本発明の波形図、（ｂ）は比較例の波形図である。 図において、各グラフの上から下向きに描かれている矢印が第１および第２の期間の切換時期を示している。 本発明の場合には、（ａ）に示すように第１または第２の期間に切り替わった瞬間に始まる約１００〜２００μｓの過渡期間を経過してから次に第２または第１の期間に切り換わるまでの間、電流のピーク値が一定の定常状態になる期間が約０．８ｍｓ存在する。 このため、高周波電流に直流電流が重畳してストライエーションの発生が抑制される。 なお、第１および第２の期間は、１ｍｓである。

これに対して、比較例の場合には、（ｂ）に示すように第１または第２の期間が切り替わった瞬間に始まる過渡期間中に第２または第１の期間に切り替わる構成であるため、電流のピーク値が一定の定常状態となる期間が存在しなくなる。 このため、高周波電流に直流電流が重畳しなくなるので、ストライエーションの発生を抑制することができない。 なお、第１および第２の期間は、１００μｓである。

さらに、本発明の放電ランプ点灯装置において、第１および第２の期間とスイッチング素子のオンデューティとがストライエーションの発生に与える影響について図１２を参照して説明する。

図１２は、本発明の放電ランプ点灯装置のストライエーション発生防止作用に対する評価結果を示し、（ａ）は周囲温度２５℃における評価を示す表、（ｂ）は周囲温度０℃における評価を示す表である。 なお、表中、Ｔ１は第１および第２の期間、dutyはオンデューティａ：１−ａ、をそれぞれ示している。 また、評価結果は、記号○がストライエーション発生なし、記号×がストライエーション発生あり、※印が、電極近傍が揺らめいているように見える、ことをそれぞれ示している。

図１２から理解できるように、本発明によれば、オンデューティがａ≠１−ａであれば、１００μｓ〜１０ｍｓの間でストライエーション発生の抑制に効果的である。

図１３および図１４は、本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第６の形態を示し、図１３は駆動信号形成回路の回路図、図１４は（ａ）がオンデューティａの変化を示すグラフ、（ｂ）がランプ電流の波形図である。

本形態において、駆動信号形成回路ＤＳＧは、電圧応動形発振器ＶＣＯ、誤差増幅器ＯＰ２および脈動形基準電位源ＯＥを備えている。 電圧応動形発振器ＶＣＯおよび誤差増幅器ＯＰ２は、図２に示す本発明の第１の形態におけるそれと同様な構成および回路動作である。

これに対して、脈動形基準電位源ＯＥは、本形態の特徴的な構成部分であり、脈動形態の基準電位を出力して誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子に入力する手段である。 また、本形態において、脈動形基準電位源ＯＥは、脈動電位発生器ＯＳＣおよび固定電位源Ｅ４の直列回路により構成されている。 脈動電位発生器ＯＳＣは、正極半波から負極半波に移行してく部分の波形が緩やかに変化する脈動波形、例えば正弦波交流波形、三角波形、台形波形などの波形を有する脈動電位を発生する。 固定電位源Ｅ４は、一定電位の直流電位を発生する。 したがって、振動形基準電位源ＯＥが発生する基準電位は、瞬時値が上記振動波形状に変化する直流電位となる。

本形態におけるランプ電流は、図１４（ｂ）に示すようにオンデューティの第１の期間における平均値がａで、第２の期間における平均値が１−ａの高周波交流電流であり、かつ第１および第２の期間のそれぞれにおいてオンデューティが上記脈動波形に沿って緩やかに変化する。 また、これに加えてランプ電流中の高周波交流電流の包絡線が上記脈動波形に同期して振動している。

そうして、本形態によれば、オンデューティａおよびａに対して１８０°の位相差のオンデューティ１−ａが図４（ａ）に示すグラフに示すように時間の経過に伴って正弦波交流波形状に変化する結果、放電ランプＤＬが点灯して、図１４（ｂ）に示すように変調されたランプ電流の波形が流れる。 このようなランプ電流が流れることによって、放電ランプのストライエーションおよびカタホリシス現象をともに抑制されると同時に、スイッチング回路に加わるストレスが低減される。

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第１の形態を示す装置全体の回路図

同じく駆動信号形成回路の回路図

同じくオンデューティの異なる非対称の駆動信号の形成を説明する電圧波形図

同じく交互非対称動作を説明する電圧・電流波形図

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第１の形態の変形例における交互非対称動作を説明する電圧・電流波形図

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第２の形態を示す装置全体の回路図

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第３の形態を示す装置全体の回路図

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第４の形態を示す装置全体の回路図

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第５の形態を示す装置全体の回路図

本発明の照明装置を実施するための一形態としての天井埋込形照明器具を下面図

本発明の放電ランプ点灯装置のランプ電流波形を比較例のそれと比較して示し、（ａ）は本発明の波形図、（ｂ）は比較例の波形図

本発明の放電ランプ点灯装置のストライエーション発生防止作用に対する評価結果を示し、（ａ）は周囲温度２５℃における評価を示す表、（ｂ）は周囲温度０℃における評価を示す表

本発明の放電ランプ点灯装置を実施するための第６の形態における駆動信号形成回路の回路図

同じく（ａ）がオンデューティａの変化を示すグラフ、（ｂ）がランプ電流の波形図

符号の説明

ＩＮＶ…インバータ回路、ＤＣＳ…直流電源、ＤＬ…放電ランプ、ＤＳＧ…駆動信号形成回路、Ｅ３…基準電位源、ＦＣＣ…帰還制御回路、ＧＤＣ…駆動回路、ＨＢＩ…ハーフブリッジ形インバータ、ＩｌＤ…ランプ電流掲出回路、ＯＰ１…誤差増幅器、Ｑ１、Ｑ２…スイッチング素子、ＲＬＣ…共振負荷回路