通信系统无论是用于发射模拟数据或数字数据，它们一般都采用 功率放大器作为信号发射器的一部分。例如，此类功率放大器在无线 电基站发射器中使用。不过，此类功率放大器具有非线性幅度和相位 传递函数(transfer function)。作为功率放大器输入幅度的函数的功率放 大器输出信号幅度和相位在绘出时将显示出，在相当大范围的输入信 号幅度上是非线性曲线。对于通过功率放大器的幅度变化的强信号， 非线性幅度和相位传递函数会引起失真。这些失真由于引起已发射信 号更高的误差向量(EVM)值，而这又增大已发射数据在接收器上的误 码率，因此，它们造成了严重的问题。
为数字调制信令避免这些非线性失真效应的一种方式是使用恒定 包络型信号，信号中只有相位用于表示数据，但这具有的缺陷是与也 采用幅度变化来表示数据的那些调制类型(如正交调幅(QAM))相比， 一般只提供低比特率。因此，如果要得到非恒定幅度信号调制方案的 更高比特率，则必须处理功率放大器的非线性。
在正交频分复用(OFDM)中，要发射的信息调制到大量等距子载 波上，也称为子通道(tone)。图1示出具有子载波频率f0..fN-1的OFDM 频率频谱，其中，N是跨可用带宽的子载波总数。使用等距子载波可 将不同子载波承载的信息之间的干扰降到最低。由于大量的子载波在 OFDM中相加在一起以得到已调制信号，全部子载波具有不同频率和 变化的相位角，因此，幅度变化在时间域中发生。无论这些子载波调 制方案如何，它们之间的干扰在已调制信号幅度的时间域中引起峰值 (peak)和谷值(trough)。而且如上所述，功率放大器的非线性是一个问 题，这是因为它们会引起更高的误差向量值(EVM)，而这又增大已发 射数据在接收器上的误码率。
图2在概念上示出OFDM调制原理，其中，每个OFDM符号在 频率域中表示为集中在其子载波频率的复平面星座。连续的OFDM符 号间隔有频率距离Δf。在此示例中，使用了4-QAM，其中每个符号 表示两个比特，具有4个可能值组合00、01、10和11。每个调制符 号可理解为复符号平面中的复数值向量，具有实(I)分量和虚(Q)分量。 此类向量可备选地由其幅度和其相位角组合表示。
如图2所示信号的频率频谱信号可视为具有与子载波一样多的分 量的频率向量。频率向量的每个分量是表示对应子载波调制的复数值 (complex value)。逆傅立叶变换随后在频率向量上执行以产生对应的 时间向量，时间向量包括符号时间内与时间上的离散点一样多的分 量。时间向量的每个分量是表示时间上对应点处的信号值的复数值。 在传输前，此时间离散的数字时间域信号转换为时间持续的模拟时间 域信号。
图3示出多载波发射器的示例输出信号包络的持续时间域表示。 逆傅立叶变换实际上创建所有已调制子载波的时间向量并将其相加 成单个时间向量。不过，在全部具有不同频率的许多子载波相加以得 到已调制信号时，这些频率之间的干扰会在时间域中引起已调制信号 中所不希望的幅度峰值，在功率放大器输出中会产生所不希望的失 真。
降低此类失真效应的一种粗略近似法是降低到放大器内的驱动电 平(“回退(backing off)”)，使得放大器输出功率远低于饱和，这种情况 下，AM/AM、AM/PM和IM失真的量级是可容忍的。但在放大器不 得不大幅回退以便得到可接受的失真级(distortion level)时，此技术不 可选。回退功率放大器会倾向于降低功率放大器的功率转换效率。另 外，对于给定的所需发射器输出功率，在更低效率处工作的功率放大 器一定比在峰值效率外工作的功率放大器更大(并且更昂贵)。此外， 对于给定输出功率，更低效率的功率放大器需要更昂贵的功率供给和 冷却装置。
另一种失真补偿方案是使用线性化电路，其中，线性化可以例如 为预失真、笛卡尔反馈、前馈或任何其它线性化原理。例如，预失真 电路可在要放大的已调制信号上操作，这通过使用计算得出的功率放 大器传递函数的逆而使已调制信号失真来实现。幅度和相位传递函数 均可预失真。因此，理想上是预失真和功率放大器失真相互抵偿，期 望得到在线性化单元的输入与RF功率放大器的输出之间的线性放 大。但是，如果要处理的信号的峰值对平均功率比(PAPR)可以降低， 那么，线性化的成本可大大降低。
对于如OFDM等多载波调制，OFDM信号的高PAPR可使用子载 波或“子通道”保留技术而减小。选定子载波被保留用于降低PAPR， 而不是承载有效载荷数据。有效载荷数据仅调制到非保留的子载波 上。所希望的是向选定子载波分配确定使有效载荷子载波产生的幅度 峰值偏移的幅度和相位值。但困难在于提供可行和具成本效益的方式 来计算用于偏移子载波的合适幅度和相位值。虽然在时间域逐个峰值 降低是可能的，但该方案要求多次迭代才可实现满意的PAPR降低。

本文描述了使用降低的峰值对平均功率比(PAPR)在传输时间间 隔期间发射有效载荷数据的多载波发射器和传输技术。多载波调制器 以要发射的有效载荷数据调制多个子载波频率，并提供已调制信号以 便在传输时间间隔期间传输；要降低的已调制信号中的峰值被提取 (extract)到已提取的峰值时间信号内。已提取的峰值时间信号被变换到 频率域中，以生成已提取的峰值频谱，而通过使用为降低PAPR而选 择的某些子载波的频谱来处理该峰值频谱，以产生峰值补偿频谱。
在一个示例方案中，该峰值补偿频谱被变换到时间域中，之后才 在时间域中与已调制信号组合，以得到PAPR降低的改变的已调制信 号。备选的，峰值补偿频谱可在频率域中与调制器提供的已调制频谱 组合。在频率域中具有降低PAPR的已调制频谱的结果频谱随后变换 回时间域中，以产生PAPR降低的改变的已调制信号。在任一方案中， 改变的已调制信号都随后从数字形式转换为模拟信号，可选地被转换 到更高频带，并且被放大，之后才通过无线或有线传输介质发射。
子载波能够以任何适当的方式选择。它们也可随意地在任何合适 的时间被适当地重新选择。例如，选定子载波可以为未调度为当前承 载实质有效载荷信息(substantial payload information)的保留子载波。子 载波方式地(subcarrier-wise)将峰值频谱乘以正好那些选定子载波的频 谱可将峰值补偿频谱限制为正好选定子载波频率，由此避免干扰承载 实质有效载荷数据的子载波。备选的，选定子载波可以为当前具有低 于适当设置阈值的信号质量条件的那些子载波。
附图说明
图1示出多载波通信系统的几个信号的频率域图；
图2是示出OFDM原理的概念图；
图3是在时间域峰值超过幅度阈值的多载波信号的幅度图；
图4是示出使用OFDM调制的示例发射器的方框图，其中采用了 PAPR降低；
图5是示出PAPR降低单元一个非限制性示例的功能方框图；
图6是示出根据图5所示PAPR降低单元的用于降低PAPR的非 限制性示例过程的流程图；
图7是示出PAPR降低单元另一非限制性示例的功能方框图；
图8是示出根据图7所示PAPR降低单元的用于降低PAPR的非 限制性示例过程的流程图；
图9A是PAPR降低中需要的OFDM信号图；
图9B是16-QAM型调制的符号图；
图9C是变换到频率域的对应OFDM信号图；
图10是保留子通道集合的幅度与频率图，该集合是选定子载波集 合的非限制性示例；
图11是由图10保留子通道集合的傅立叶变换产生的“模板 (stencil)”幅度与时间图；
图12示出在图9A所示的时间域中的示例OFDM已调制有效载 荷信号及由于超过阈值而被提取的信号峰值；
图13是示出使用本申请中所述PAPR降低技术使峰值电平大大降 低的图；
图14是在时间域从图12的示例有效载荷OFDM已调制信号提取 的一个示例信号峰值图；
图15是对应于图14所示单个峰值的恒定幅度频谱图；
图16示出对应于图14所示单个峰值的如图15中的相同频率频谱 的变化相位角；
图17示出子载波方式地将图15的单个峰值频谱乘以图10所示的 保留子通道集合的积频谱幅度；
图18示出如图17中的相同积频谱的相位角；以及
图19示出降低的峰值及PAPR降低过程添加的一些噪声。

为便于解释而不是出于限制目的，以下说明陈述了特定的细节， 如特殊实施例、过程、技术等。但本领域的技术人员将理解，可脱离 这些特定细节而采用其它实施例。例如，虽然使用OFDM发射器非限 制性示例应用有利于以下说明，但该技术可由通过无线或有线传输介 质发射的任何类型多载波发射器采用。一些情况下，忽略了熟知的方 法、接口、电路和装置的详细说明以免不必要的细节混淆说明。另外， 一些图中显示了单独的方框。但多个功能可由一个或多个实体执行。 本领域的技术人员将理解，通过使用单独的硬件电路，使用软件程序 和数据，结合适当编程的数字微处理器或通用计算机，使用专用集成 电路(ASIC)和/或使用一个或多个数字信号处理器(DSP)，可实施 那些方框的功能。
采用PAPR降低技术的非限制性示例发射器10在图4中以功能方 框的形式示出。数据接口适配器12接收要发射的数据，将数据转换 为适合进一步处理的格式，并将转换的数据传递到可选的基带处理单 元14。基带处理单元14例如通过加密数据，对数据进行块编码，交 织数据等准备数据以便传输，并随后将准备好的数据转发到可选数据 调度器16。调度器16可将基带数据细分成多个数据块，其中，每个 数据块要在传输时间间隔期间在某个特定功率电平处发射。2006年 11月8日提交的题为“频率域中的RF功率分布”(RF Power Distribution In the Frequency Domain)的共同转让申请11/，，(代理人案号2380-1005) 描述了数据调度器的一个非限制性示例。
调度的数据在OFDM调制器18或其它多载波调制器中调制，并 且已调制数据随后在峰值对平均功率比(PAPR)降低单元20中处理， 以降低OFDM已调制信号的峰值对平均功率比。PAPR降低单元输出 随后在数模转换器22中转换成模拟信号。可选的上变频器24可将基 带信号转变到较高频率，例如射频(RF)，并将较高频率信号提供到功 率放大器26。功率放大器26将信号放大，并将它提供到输出终端以 便通过合适的传输介质传输，例如通过用于无线通信的天线或已调制 光源，或通过用于有线通信的同轴、双绞线、光纤或其它线缆。
发射器10可在任何合适的传输应用中使用。一个非限制性示例应 用是在蜂窝无线电接入网络中的无线电基站和/或移动台。术语“移动 台”一般在此情况下使用，并包括可通过无线接口通信的任何类型的用 户设备。另一个非限制性示例是无线局域网(WLAN)中的接入点。
图5是示出峰值对平均功率比(PAPR)降低单元20的非限制性示 例的功能方框图。来自OFDM调制器18的在下一传输时间间隔要发 射的输出信号是向量，它包含表示OFDM已调制数据的复数值样本的 时间序列。此已调制信号提供到幅度阈值门30及缓冲器3 1。缓冲器 存储或保持(hold)已调制信号，直至补偿信号已生成。幅度阈值门30 识别超过阈值的已调制信号的峰值，并通过将它们复制到其它方式取 零向量(zeroed vector)的对应位置而提取那些峰值以便进一步处理。幅 度阈值门30只是一个非限制性示例，并且任何其它适合的提取运算 可与已调制信号一起执行以降低PAPR。
已提取峰值信号通过使用快速傅立叶变换(FET)32而变换到频率 域中，以提供复数值的已提取峰值频谱。保留子通道存储器(tone memory)36存储选定子通道频谱，该频谱识别要用于PAPR降低的选 定子载波，下面所述的图10中示出了其一个示例。随后，通过使用 复数值乘法器34，将已提取峰值频谱中每个子载波以子载波方式乘以 选定子通道频谱中的对应子载波，以得到峰值补偿频谱。子载波方式 地相乘指按子载波相乘。例如，与已提取峰值频谱中的子载波编号“x” 相关联的信息乘以与选定子通道频谱中的子载波编号“x”相关联的信 息。这样，只有对应于选定子通道频谱中非零子载波的已提取峰值频 谱中的子载波将具有来自乘法器34的非零值。但是，其它处理技术 可用于使用选定子通道频谱而改变已提取的峰值频谱。
乘法器34向逆快速傅立叶变换(IFFT)38提供峰值补偿频谱，该变 换将该频谱转换到时间域中以提供峰值补偿信号。随后在减法器40 中从已调制信号(从缓冲器31获取)减去该峰值补偿信号，以生成峰值 对平均功率比(PAPR)降低的已调制信号。减法器40只是一个示例， 并且任何其它合适的组合运算也可用于峰值补偿信号和已调制信号 执行，以便降低PAPR。
图6是示出根据图5所示PAPR降低单元20的用于PAPR降低的 非限制性示例过程的流程图。起始是选择用于PAPR降低的一组子载 波频率或子通道(步骤S1)。例如，一定百分比的子载波可作为保留子 通道集合而保留用于PAPR降低。选定子载波能够以均匀或不均匀的 间隔跨分配的频率带宽，但优选为它们不均匀间隔。
子通道集合一旦选择后，它便可保持静态，并用于多次PAPR降 低运算。备选地，选定子通道集合可改变或者是动态的，但这会加大 复杂性。例如，可在接收器端监视每个子载波频率上的信号质量，并 且可选择当前具有较差信号质量且因此更不能满意地传输实质有效 载荷信息的那些子载波频率，使其成为PAPR降低子载波。但是，这 不会产生具有较好峰值对平均比降低属性的保留集合。由于信道的信 号质量条件经常改变，(并且在无线电通信上下文中，条件经常很快地 改变)，因此，选定子载波需要在信道条件改变时更新。虽然不是必需， 但可能最好是在适当的存储器中存储可识别用于PAPR降低的选定子 载波频率的信息。
随后在步骤S2中分析分配在非保留子载波上的OFDM有效载荷 信号，以识别和提取超过阈值级别的信号峰值样本。使用快速傅立叶 变换(FFT)，将已提取峰值信号样本从时间域变换到频率域(步骤S3)。 使用保留子通道集合的对应复数值，在频率域中处理步骤S3的结果 复数值，例如子载波方式相乘，以产生峰值补偿频谱(步骤S4)。这样， 只有在对应于选定子通道频谱中非零子载波的已提取峰值频谱中的 子载波将具有在峰值补偿频谱中的非零值。随后，在峰值补偿频谱上 执行逆快速傅立叶变换(IFFT)以生成时间域中的峰值补偿信号(步骤 S5)。从OFDM有效载荷信号中减去该峰值补偿信号以生成峰值对平 均功率比(PAPR)降低的OFDM信号(步骤S6)。
图7示出PAPR降低单元20的另一非限制性示例的功能方框图。 虽然类似于图5所示PAPR降低单元，但图7中的PAPR降低单元使 用频率域减法单元40，而在频率域中执行峰值补偿。这种情况下， OFDM调制器18不但输出已调制有效载荷信号，而且输出对应已调 制有效载荷频谱，在例如通常位于OFDM调制器18的已调制信号输 出处的IFFT(未示出)前获得，但其它实施例也可能实现。已调制频谱 存储在缓冲器31中，之后才在适当的时间提供到频率域减法器40以 便与由复数乘法器34生成的峰值补偿频谱组合。补偿的已调制频谱 经IFFT 38从频率域变换到时间域，以得到峰值对平均功率比(PAPR) 降低的已调制有效载荷信号。如参照图5描述的，在幅度阈值门30、 FFT 32和频率域乘法器34中，在来自OFDM调制器18输出的已调 制有效载荷信号上执行的剩余运算很大程度上相同。
图8是示出根据图7所示PARR降低单元20的用于降低PARR 的非限制性示例过程的流程图。最初是选择用于PAPR降低的一组子 载波频率或子通道(步骤S11)。OFDM有效载荷信号经调整以便适合 于(fit)非保留子载波上。在步骤S12中，分析OFDM有效载荷信号以 识别和提取超过阈值级别的信号峰值。使用快速傅立叶变换(FFT)，将 已提取峰值信号从时间域变换到频率域(步骤S13)。步骤S13的结果 复数值以子载波方式乘以保留子通道集合的对应复数值，以产生峰值 补偿频谱(步骤S14)。从OFDM调制器提供的OFDM有效载荷频谱减 去峰值补偿频谱以生成改变的OFDM有效载荷频谱(步骤S15)。随后， 在改变的OFDM频谱上执行IFFT运算，以生成在时间域中PARR降 低的改变的OFDM有效载荷信号(步骤S16)。
现在，在非限制性示例上下文中进一步解释PAPR降低技术。图 9A是OFDM有效载荷信号的示图，该信号需要偏移几个幅度峰值以 便降低该信号的峰值对平均功率比(PAPR)。几个信号峰值超过峰值阈 值，并且通过使用幅度阈值选通(amplitude threshold gating)过程而被提 取。
图9A中的示例OFDM有效载荷信号使用16-QAM调制。图9B 示出16-QAM符号图，其中，16个不同的符号星座点表示为“X”。每 个符号点都可视为具有相对于示为黑点的中心原点的幅度的向量和 相对于I轴的相位角。如图所示，有三个不同的可能向量幅度A1、 A2和A3。
图9C示出在图9A中的OFDM有效载荷信号变换到频率域中 OFDM有效载荷频谱的图。每个频谱峰值对应于三个不同幅度A1、 A2和A3之一。具有零幅度的子载波用圆圈标识。这些零幅度子载波 对应于要用于PAPR降低的选定子载波。它们被保留用于PAPR降低， 并且因此不可用于符号调制。
图10是对应于图9C中所示的保留子通道集合的频率图。换而言 之，在频率域中，原OFDM有效载荷信号在保留子通道所处的所有子 载波频率处均为零。当然，如果保留子通道集合改变(为动态)，则有 效载荷数据也必须相应地重新布置。
图11是由图10所示保留子通道集合的傅立叶变换产生的时间域 “模板”图。注意在时间抽样#0处的大幅度。其余的模板信号对应于“噪 声”，“噪声”是由于只使用起作用的子载波的子集表示样本#0处的单 个峰值的不准确性而产生。此噪声影响保留的子通道集合质量，该质 量可由对应模板的PAPR值表示，其中，模板PAPR值越高越好。此 模板PAPR值取决于选择的保留子通道及其数量。
图12示出取自图9A的时间域中的示例OFDM已调制有效载荷 信号的幅度和已提取峰值信号，其中只有超过阈值级别的峰值为非 零。峰值可通过时间域有效载荷信号的幅度阈值选通或某种其它技术 提取。已提取峰值信号随后被转换到频率域中，并且以子载波方式乘 以频率域中的保留子通道集合。获得的结果峰值补偿频谱被变换回时 间域，以提供从OFDM有效载荷信号的减去而降低PAPR的信号。
实际的峰值降低在图13的图中示出，图中比较了原始信号和已降 低峰值信号。实线表示已降低峰值信号。每个峰值在幅度上大大降低， 并且几乎所有峰值降到低于阈值。
为更好地理解建议的技术如何降低PAPR，可假设在时间域中有 一个信号包含复数值平面中的任意时间位置的具有任意幅度和任意 相位角的单个峰值。为此，图14中示出在时间样本#19处的图12示 例OFDM已调制有效载荷信号的一个峰值。如果复傅立叶变换运算应 用到该单个峰值信号，则在频率域中形成精确表示该峰值的复单峰值 频谱。该单峰值频谱如图15所示以恒定幅度扩展到整个频率域。
但如图16所示，单个峰值频谱实际上与具有实分量(粗线)和虚分 量(细线)的复向量相关联，该向量沿频率域中的频率轴以特定的恒定 速率在复平面中旋转。该速率直接涉及并指示在时间域中的单个峰值 的特定位置。在该特定情况下，图16所示的实和虚正弦波的相位角 旋转率编码时间位置#19处的峰值。
如果复逆傅立叶变换运算应用到该单峰值频谱，则时间域中原单 峰值信号可准确地再形成。峰值在原时间位置，并且其幅度和相位角 在复平面中准确地再形成。PAPR降低技术利用了傅立叶和逆傅立叶 变换的这些强大的属性。
实际上，如果复傅立叶变换运算应用到包括任意但不同位置的多 个峰值的时间信号，则傅立叶变换及其逆变换的线性可使对应的复多 峰值频谱同时准确地显现的所有的那些多个峰值。如果复逆傅立叶变 换运算随后应用到该多峰值频谱，则在时间域中的多峰值信号可再次 准确地再形成，峰值正好在其原位置，并且其幅度和相位在复平面中 准确地再形成。
如果从原始信号减去该再形成的已提取峰值信号而不做任何进一 步处理，则原OFDM有效载荷信号的峰值会降到阈值级别。但问题在 于，补偿信号频谱因而会干扰原OFDM有效载荷信号频谱并因此损坏 有效载荷数据。
为避免此类干扰，选定子通道集合可限制为当前未调度为承载实 质有效载荷数据的子载波。为此，已提取峰值频谱在频率域中以子载 波方式乘以选定子通道集合频谱，之后才变换回时间域。由于选定子 载波频谱对于所有选定子载波而言都具有非零值，并且对于所有其它 子载波具有零值，因此，在频率域以子载波方式相乘形成了峰值补偿 频谱，其中，只有非零子载波是与选定子通道集合一致的子载波。回 到单峰值示例，图17示出由以子载波方式将对应于峰值#19的单峰值 频谱乘以保留子通道集合而产生的峰值补偿频谱的幅度。现在，只有 在保留位置处的子载波为非零。如果只研究幅度频谱，那么看上去与 保留子通道集合本身的幅度频谱相同。但如果检查非零子载波的相位 角的话，则如图18所示，可看到它们在频率上变化。这种改变将如 位置#19处的单峰值的位置进行了编码。
图19示出图17所示峰值补偿频谱逆傅立叶变换回时间域信号的 结果。但是，再形成的单峰值信号不再是如图14中的相同“干净”峰值 信号。噪声已添加在内。但该噪声是可接受的折衷，这是因为包括噪 声的所有补偿信号功率被限制到选定子载波。因此，峰值降低不会对 原OFDM有效载荷数据造成不利影响。图19所示波形与图11所示“模 板”波形相同，但由于图18所示的相位角星座原因而在时间上移到原 峰值#19的位置。
现在描述PAPR降低技术还有的另一方面。在已提取峰值频谱的 频率域中与选定子载波频谱以子载波方式相乘对应于在时间域中已 提取峰值信号与保留子通道集合模板函数(stencil function)的卷积积 分。模板函数是保留子通道集合的逆傅立叶变换。图11中示出了模 板函数的一个示例。模板的主峰值在样本#0。通过将时间域中的整个 模板函数视为以反转环绕方式沿时间轴在已提取峰值上滑过的模板 或模型，可以可视化卷积积分。在已抽取峰值信号中的峰值对应于模 板主峰值的每个滑动位置，模板的整个时间函数副本在该位置添加到 结果峰值补偿信号。已提取峰值信号的幅度和相位角确定了被添加模 板函数副本的幅度和相位角。此卷积积分运算的累积结果就是峰值补 偿信号，该信号随后从原OFDM有效载荷信号中减去，以降低其 PAPR。虽然这可如上所述以逐个峰值为基础完成，但它也可使用傅 立叶变换及其逆一次性执行。
PAPR降低技术通过减小由功率放大器中失真引起的EVM(误差 向量值)而允许更高的输出功率和/或提供更低的误码率。PAPR降低技 术单“次”执行，一次性处理需要降低的所有峰值，因而也是有利的。 迭代可执行，但它们不是必要的。
虽然不同的实施例已显示和详细描述，但权利要求书不限于任一 特殊实施例或示例。上述说明均不应理解为暗示任意特殊要素、步骤、 范围或功能是必需的，因而它必须包括在权利要求书范围中。专利主 题的范围只由权利要求书定义。法律保护的范围由允许的权利要求书 及其等同物中所述内容定义。除非使用了“表示”词语，否则，不得引 用35 USC§112第6段提出要求。