技术领域
[0001] 本
发明涉及
数字信号处理(DSP)设备及方法。
背景技术
[0002] 例如在基于CDMA(码分多址)或OFDM(
正交频分多路复用)的通信系统中使用的较高阶调制无线信号等的较高阶调制无线信号具有高峰值对均值信号功率比(PAR)。较高峰值要求通信系统操作用于以小于最优功率级发射信号的功率
放大器(PA)，因为较高信号峰值可致使PA达到最大值或饱和。为允许对通信系统的
功率放大器进行较强烈且较高效驱动，应缩减所发射信号的峰值对均值比，同时保持信号的其它特性(例如调制准确度及
频谱屏蔽要求)。
[0003] 数字PAR缩减技术通常涉及将噪声注入到信号中以抵消时域信号峰值，借此缩减PAR。传统上，在对信号应用消除噪声之前使用有限脉冲响应(FIR)
滤波器对消除噪声进行频谱塑形。通过对消除噪声进行如此塑形，防止了信号的频谱再生长。FIR滤波器应与发射系统所特有的合成多载波信号的瞬时频谱匹配，否则信号峰值与消除噪声的时域分布曲线之间的失配会降低峰值消除效率且将从频谱中引出发射，因此违反发射屏蔽。
[0004] 需要对
载波频率进行动态分配或对载波功率进行动态按比例调整的多载波通信信号要求即时地重新计算及更新FIR滤波器系数。对于如LTE一样的动态信号，载波功率可在短至1ms的突发内广泛地改变。当消除脉冲的功率分布与信号频谱的功率分布匹配时，可获得最优PAR缩减。在先前不知晓跳频序列或功率变化的情况下，对于通信信号，估计新FIR滤波器系数以与新载波频率分配匹配会变成一项
硬件极为密集的问题。
发明内容
[0005] 用于提高功率放大器效率的传统波峰因数缩减技术(如削波及滤波)取决于将经专
门设计噪声引入到信号中，使得信号峰值被衰减，同时保证了所有所引入的噪声仅下降到载波频谱以下且不违反频谱屏蔽要求(引入某一EVM降级，但引入很少或不引入邻近信道功率比(ACPR)降级)。
[0006] 为实现此目的，完全对与信号频谱特性匹配的滤波器进行离线设计并将其存储于波峰因数缩减(CFR)硬件中。如果信号频谱改变，那么必须重新设计滤波器，否则CFR可在频谱的其中不存在信号的
位置中引入消除噪声且违反频谱屏蔽。此外，如果多载波系统中的不同载波的相对功率级改变，那么需要重新设计CFR滤波器以在每一载波位置下添加最优噪声(否则，低功率载波将具有比高功率载波显著更高的误差向量量值(EVM)降级量且可超过系统预算，因此限制CFR)。
[0007] 在可能存在大量不同频率与功率级组合的情况下，预先计算每一组合的CFR滤波器并将其存储于硬件中将为低效且昂贵的。信号特性的改变速率阻止了借助
软件交互来更新CFR滤波器。此外，在如
中继器一样的应用中，将不存在信号特性的任何可用的先前信息。在许多当代的基站及中继器系统中，这些问题限制可应用于信号的CFR量。
[0008] 在本发明中实施的解决方案将有助于通过提供用以基于信号特性而在硬件中自动地重新估计CFR消除滤波器的机制而将CFR性能推动为超过当前极限，且在中继器的情况中，将在先前无法使用CFR的位置处使用CFR来实现，从而增加显著的系统增益。
附图说明
[0009] 图1展示用于通信信号的
信号处理流的
框图。
[0010] 图2展示如根据本发明的各种
实施例所配置的能够在各种模式中操作的实例信号处理器的框图。
[0011] 图3展示如根据本发明的各种实施例所配置的实例多级信号处理器的框图。
[0012] 图4展示如根据本发明的各种实施例所配置的实例信号处理方法的
流程图。
[0013] 图5展示如根据本发明的各种实施例所配置的实例信号处理方法的更详细流程图。
[0014] 图6展示本发明的替代实施例。
具体实施方式
[0015] 参看图1来描述用于处理通信信号的典型信号处理系统。
[0016] 多个
基带处理器110各自产生一数字基带通信信号。每一基带信号被传递到数字上变频
电路120，数字上变频电路120将数字基带信号转换成经过取样信号。所述经过取样信号被提供到数字
混频器电路130，数字混频器电路130将经过取样信号组合成单个合成
输入信号。所述合成输入信号被提供到波峰因数缩减电路140，波峰因数缩减电路140相对于输入信号的
平均功率而缩减信号峰值中的一些信号峰值。波峰因数缩减电路140的输出被提供到
数字预失真电路150。数字预失真电路150调节所述信号以增加所述信号的发射效率。经数字预失真信号被提供到数/模转换器电路160。由数/模转换器电路160提供的
模拟信号被提供到RF上变频电路170，RF上变频电路170调整模拟信号的频率以用于发射。经上变频模拟信号被提供到功率放大器180，功率放大器180放大所述信号以供由发射器190进行发射。发射器190可以无线方式或通过有线连接来发送通信信号。
[0017] 将参看图2来描述实例波峰因数缩减电路140。信号处理器电路200适于在有限脉冲响应模式中操作。当在有限脉冲响应模式中操作时，信号处理器电路200使用从
有限脉冲响应滤波器导出的消除脉冲信息。下文将进一步描述所述电路在此模式下的实例操作。
[0018] 在信号处理器电路200中提供延迟电路250以在数据流流动穿过信号处理器电路200的各种元件时控制输入信号206及经处理输入信号207的处理定时。在此实例中，延迟电路250从多路复用器205接收输入信号206及经处理输入信号207信息并将那些信号提供到第二处理器元件225且提供到汇编器240的减法电路249处。
[0019] 信号处理器电路200包含适于接收输入信号206及经处理输入信号207的多路复用器205。多路复用器205组合输入信号206与经处理输入信号207，使得可通过所描述的硬件同时处理两个信号。举例来说，第一处理器210具有用以处理关于输入信号206及经处理输入信号207两者的信息的两个或两个以上处理流。第一处理器210适于接收输入信号206及经处理输入信号207且适于以两个或两个以上取样率对输入信号206及经处理输入信号207进行重取样，从而以增加的时域准确度识别所述信号中的信号峰值。第一处理器210还确定在输入信号206及经处理输入信号207中所识别的信号峰值的信号峰值位置信息。信号峰值信息及信号峰值位置信息被传递到量值确定电路215。量值确定电路215操作地耦合到第一处理器210以确定信号峰值的量值信息。在各种方法中，量值确定电路215可包括所属领域中已知的CORDIC电路或乘法器电路。
[0020] 第二处理器识别时间范围中的信号峰值并提供所述时间范围中的信号峰值的增益比。在图2的实例中，第二处理器包括两个逻辑元件220及225，其中第一逻辑元件220识别时间范围中的信号峰值且第二逻辑元件225提供时间范围中的信号峰值的增益比。所属领域的技术人员将认识到且理解，包含第二处理器220及225的此种设备200可由多个物理离散元件构成，如图2中所展示的图解说明所示范。然而，也有可能将此图解说明视为包括逻辑视图，在此情况中，可经由共享平台来启用及实现这些元件中的一或多者。还将理解，此类共享平台可包括完全或至少部分地可编程平台，如所属领域中所已知。
[0021]
存储器电路230适于存储消除脉冲信息及将所述消除脉冲信息动态地分配给输入信号流及经处理输入信号流。汇编器240适于将消除脉冲信息与输入信号及经处理输入信号组合。
[0022] 参看图3，可多次地使用用于信号处理器电路200的硬件以缩减在信号处理系统中使用的硬件量。举例来说，进入实例波峰因数缩减电路140中的输入信号206将在第一级中由例如图2的电路等电路来处理。在于第一级中进行处理之后，使经处理输入信号307再循环通过相同硬件以在第二级中进行再处理，借此缩减仍存在于经处理输入信号中的额外信号峰值。在经处理输入信号307已在第二级处由信号处理器电路200再处理之后，此经双重处理的信号306可被提供到第二信号处理器电路200。接着如本文中所描述在第三级处处理信号306以缩减额外信号峰值。在第三级之后，可将经三重处理的信号307重新发送通过第二信号处理器电路200。接着在第四级处处理此信号307达第四次。因此，输入信号206可被处理达四次以在使用缩减的硬件量的同时缩减多个峰值信号。可做出对此多级处理过程的
修改以与特定系统的要求匹配。
[0023] 经如此配置，可控制处理通信信号以缩减信号峰值以便缩减PAR的信号处理器以降低因在短
时间窗中校正多个信号峰值而导致的过度校正的可能性。
[0024]
现有技术针对有限范围的信号类型(其中信号特性及频谱屏蔽要求使得可容许载波附近的有限频谱
泄漏量)解决此问题。
[0025] 所述技术(对峰值附近的信号进行开窗以形成CFR消除滤波器)对于静态及跳跃多载波全球移动通信系统(Global System for Mobile Communications，GSM)信号非常有效。为了处理如CDMA及长期演进(Long Term Evolution，LTE)一样的更宽频带信号(其在所述信号中展现类似频率及功率变化，但具有更严格的邻近频谱屏蔽要求)，本发明中示范了替代方法。
[0026] 图4展示自动滤波器产生的基本图。在硬件中周期性地拍摄预CFR信号401的快照，402，且在403中取得对信号的快速傅里叶变换(FFT)。在404中计算平均经变换信号的量值平方。在405中，接着对多个此类
块一起求平均值，且在406中对所得值执行平方根运算。接着将结果馈送到逆FFT(IFFT)引擎，407。接着将IFFT结果连接到归一化器，408，所述归一化器产生现在可用作CFR滤波器的时域信号409。
[0027] 电路401到405用作
功率谱密度(Power Spectral Density，PSD)计算的实例。可用任何其它PSD计算方法来替换此计算PSD的方法。
[0028] 图5展示对多个输入流501到510进行操作的替代实施方案。在步骤502中计算所述流的PSD，之后在步骤503中进行频率内插，且在步骤504中进行频移。可基于输入流的类型而需要内插及频移。一些输入信号-例如CDMA-需要较尖锐频率响应，且步骤505通过应用加权因数来执行所需频域塑形，如下：
[0029] a＝[a1,a2,a3,….,aN]
[0030] w＝[w1,w2,w3,….,wN]；
[0031] 输出＝[a1*w1,a2*w2,….,aN*wN]；
[0032] 其中w为加权向量。
[0033] 在步骤506中计算信号的平方根。可将频域处理框503、504及505置于平方根运算506之前或之后。在步骤507中计算逆FFT。
[0034] 在步骤508到518中对逆FFT步骤的输出进行增益调整，之后在步骤519中将其一起加总且在步骤520中对其进行归一化。增益加权是对个别流进行的以适应信号的不同EVM要求。作为一实例，CDMA需要较低EVM而LTE需要较高EVM。因此，在通过相同功率放大器及天线处理CDMA及LTE时，必须针对CDMA按比例增大增益且针对LTE按比例减小增益。
[0035] 图6示范本发明的替代实施例。在块601中针对每一流存储每一载波的基本消除脉冲。接着将消除脉冲频移到每一载波的所存储频率位置。接着在乘法器604中将经频移流乘以每一载波的经动态计算的功率测量值的平方根，且接着在块606中将结果加总。接着对块604的结果进行归一化以产生正确的消除脉冲。
[0036] 这些
算法可被构建到硬件中且将与由信号动态性质确定的速率一样快地重新估计CFR滤波器(并将其更新到数据路径)。举例来说，对于LTE，100us的更新速率将为足够的。可对更新速率与实施方案的所需硬件成本做出折衷。对于其中不同信号类型的EVM要求不同的混合模式系统(例如，LTE+CDMA)，此解决方案可针对不同载波群组独立地估计CFR滤波器，且接着在进行组合之前按比例调整结果以考虑到不同载波类型中的不同噪声级。本发明可支持将产生用于FFT及IFFT块的最优硬件实施方案的不同滤波器长度及开窗选项。
[0037] 虽然本文中将信号处理电路描述为处理两个信号流，但可将此种电路修改为处理一或多个流。
[0038] 所属领域的技术人员将了解，在所主张发明的范围内，可对所描述实例实施例做出修改，且也可能存在许多其它实施例。
