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交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置

阅读：334发布：2020-05-11

专利汇可以提供交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明所涉及的交流旋转电机控制装置包括直流电源、逆变器、磁通发生器、角度检测器和控制运算部，控制运算部根据电流路径和角度检测器的位置关系，计算校正信号，并利用根据校正信号校正后的值求出的角度信息，控制逆变器，该校正信号用于校正由直流电源与逆变器之间流过的直流电流、逆变器与电枢绕组之间流过的多相交流电流中的至少一方所产生的噪声磁通分量对余弦信号和正弦信号造成的信号误差。，下面是交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种交流旋转电机控制装置，其特征在于，包括：
直流电源；
逆变器，该逆变器将所述直流电源所提供的直流电压转换成交流电压，并将所述交流电压施加到交流旋转电机的电枢绕组；
磁通发生器，该磁通发生器与根据流过所述电枢绕组的多相交流电流所形成的旋转磁通进行旋转的所述交流旋转电机的转子同步地旋转，从而产生用于检测所述交流旋转电机的旋转角的角度检测用磁通；
角度检测器，该角度检测器在相对于所述角度检测用磁通的主分量方向为饱和的状态下被使用，检测构成所述角度检测用磁通的相互正交的2个分量即余弦信号和正弦信号；以及
控制运算部，该控制运算部基于针对所述交流旋转电机的电流指令、由所述余弦信号和所述正弦信号得到的角度信息，控制所述逆变器，
所述控制运算部根据电流路径和所述角度检测器的位置关系计算校正信号，并使用根据所述校正信号校正后的值即校正后余弦信号和校正后正弦信号求出的所述角度信息，来控制所述逆变器，其中，所述校正信号用于校正由所述直流电源与所述逆变器之间流过的直流电流、所述逆变器与所述电枢绕组之间流过的所述多相交流电流中的至少一方所产生的噪声磁通分量对所述余弦信号和所述正弦信号造成的信号误差。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制运算部包括：
校正信号运算部，该校正信号运算部使用所述校正信号，对与所述直流电流和所述多相交流电流中的至少一方产生的噪声磁通中沿所述角度检测用磁通的法线方向的噪声磁通分量成比例的信号误差进行校正，从而生成所述校正后余弦信号和所述校正后正弦信号；
角度运算部，该角度运算部基于所述校正后余弦信号和所述校正后正弦信号，生成所述角度信息作为校正后旋转角；以及
电流控制部，该电流控制部基于所述校正后旋转角来控制所述逆变器。
3.如权利要求2所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
在所述磁通发生器的极对数为m且m为自然数时，由所述直流电流产生的0阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差为0阶旋转和2m阶旋转，
所述校正信号运算部使用由基于所述角度检测器的配置而确定的相位校正常数和振幅校正常数来确定相位和振幅并与所述直流电流所生成的噪声磁通相对应的所述校正信号，来生成所述校正后余弦信号和所述校正后正弦信号。
4.如权利要求3所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述角度检测器配置在所述直流电流在所述角度检测器的位置处产生的磁通在XY平面上的方向为所述角度检测器的X轴方向或Y轴方向的设置位置上，
所述校正信号运算部在所述角度检测器配置在所述设置位置上的条件成立的情况下，计算出与所述直流电流所产生的噪声磁通相对应的所述校正信号。
5.如权利要求4所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
从所述直流电源到所述逆变器为止的直流电流的主路径、从所述逆变器到所述直流电源为止的直流电流的主路径相对于所述角度检测器的XZ平面或YZ平面对称地配置。
6.如权利要求4所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述逆变器由第1逆变器和第2逆变器构成，
从所述直流电源到所述第1逆变器为止的直流电流的主路径、从所述直流电源到所述第2逆变器为止的直流电流的主路径相对于所述角度检测器的XZ平面或YZ平面对称，从所述第1逆变器到所述直流电源为止的主路径、从所述第2逆变器到所述直流电源为止的主路径相对于所述XZ平面或所述YZ平面对称地配置。
7.如权利要求4所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述逆变器至少由第1逆变器和第2逆变器构成，
从所述直流电源到所述第1逆变器为止的直流电流的主路径、从所述第2逆变器到所述直流电源为止的直流电流的主路径相对于所述角度检测器的XZ平面或YZ平面对称，从所述直流电源到所述第2逆变器为止的主路径、从所述第1逆变器到所述直流电源为止的主路径相对于所述XZ平面或所述YZ平面对称地配置。
8.如权利要求2至7的任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，还具备滤波电容器，该滤波电容器设置在所述直流电源与所述逆变器之间，并与所述直流电源并联连接，
所述校正信号运算部基于所述角度检测器的配置和直流电流流过的电流路径，计算由相位校正常数和振幅校正常数确定相位和振幅且与所述直流电流所产生的噪声磁通相对应的所述校正信号。
9.如权利要求2至8的任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，所述交流旋转电机的极对数为n且n为自然数时，由所述多相交流电流所产生的n阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差除了n阶旋转分量以外，还具有(n-2m)阶旋转分量和(n+
2m)阶旋转分量中的至少一方，
所述校正信号运算部计算由在所述逆变器与所述电枢绕组之间流过的所述多相交流电流的电流路径、基于所述角度检测器的配置而确定的相位校正常数和振幅校正常数来确定相位和振幅且与所述多相交流电流所产生的噪声磁通相对应的所述校正信号。
10.如权利要求9所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述角度检测器配置于所述多相交流电流在所述角度检测器的位置上产生的磁通的X轴分量和Y轴分量的振幅相等且相位差为π/2的设置位置，
所述校正信号运算部在所述角度检测器配置在所述设置位置上的条件成立的情况下，计算出与所述多相交流电流所产生的噪声磁通相对应的所述校正信号。
11.如权利要求9所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述角度检测器配置于所述多相交流电流在所述角度检测器的位置处产生的磁通在XY平面上的方向为所述角度检测器的X轴方向或Y轴方向的设置位置，
所述校正信号运算部在所述角度检测器配置在所述设置位置上的条件成立的情况下，计算出与所述多相交流电流所产生的噪声磁通相对应的所述校正信号。
12.一种电动助力转向控制装置，其特征在于，
具备权利要求1至11中的任一项所述的交流旋转电机控制装置，
所述交流旋转电机控制装置执行转矩控制，生成对电动助力转向的转向转矩进行辅助的转矩。

说明书全文

交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置

技术领域

[0001] 本发明涉及用于提高旋转角的检测精度的交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置。

背景技术

[0002] 为了提供转矩脉动被减小的交流旋转电机，要求提高转子的旋转位置检测精度。现有的电动机驱动装置中设有磁通误差校正部，对流过主回路布线的直流电流或交流电流所产生的磁通分量进行检测或计算。通过设置该磁通误差校正部，能够消除位置信息所受到的外部干扰磁通矢量的影响(参照例如专利文献1)。
现有技术文献
专利文献

[0003] 专利文献1：日本专利特开2008－273478号公报专利文献2：日本专利特开2017－17860号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

[0004] 然而，现有技术存在以下问题。若使用专利文献1的方法，可以减小由包含在正弦信号和余弦信号中的偏移误差所造成的1阶旋转的角度误差、或由振幅比所造成的2阶旋转的角度误差。然而，该专利文献1并不能减小由于直流电流或交流电流产生的外部干扰磁通而引起的信号误差所造成的角度误差。

[0005] 针对这一问题，有现有技术计算直流电流或交流电流所产生的外部干扰磁通矢量Bd，并从磁传感器得到的检测矢量Bc减去该外部干扰磁通矢量Bb(参照例如专利文献2)。

[0006] 若使用能够检测出磁通矢量本身的磁传感器，则能够得到磁体磁通矢量Bs。这里，图12是表示使用磁阻元件的磁传感器中的主分量磁通与阻抗之间的关系的图。如图12所示，在主分量磁通为－Bth～Bth的范围内，阻抗生变化。因此，结果导致磁传感器的检测信号有很大变动，检测角的精度下降。

[0007] 另一方面，在主分量磁通为－Bth以下或者Bth以上的范围内，阻抗基本固定。因此，在这些范围内，能够抑制检测信号的变动，所以检测角的精度较好。因而，为了确保检测角的精度，多在阻抗相对于主分量磁通几乎不变的范围、即相对于磁体磁通矢量的主分量方向达到饱和状态的范围内使用磁传感器。

[0008] 考虑使用这样的磁传感器且通过直流电流产生0阶旋转的外部干扰磁通矢量的情况。这种情况下，主分量方向处于饱和状态，因此检测信号上叠加着与主分量方向垂直的分量作为误差分量。此时，检测信号中包含的噪声分量为0阶旋转和2阶旋转。因此，即使按照外部干扰磁通矢量的分量进行校正，也无法去除2阶旋转的噪声分量。

[0009] 另外，考虑交流旋转电机的极对数为5对且通过多相交流电流产生5阶旋转的外部干扰磁通矢量的情况。这种情况下，主分量方向处于饱和状态，因此检测信号上叠加着与主分量方向垂直的分量作为误差分量。此时，检测信号中包含的噪声分量为3阶旋转、5阶旋转和7阶旋转。因此，即使按照外部干扰磁通矢量的分量进行校正，也无法去除3阶旋转和7阶旋转的噪声分量。

[0010] 即，相对于磁体磁通矢量的主分量方向为饱和的状态下使用磁传感器的情况下，检测矢量中包含的外部干扰磁通所产生的噪声分量是与Bd不同阶数的分量。因此，即使针对外部干扰磁通进行校正，仍然存在无法消除位置信息所受到的外部干扰磁通矢量的影响。

[0011] 本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种用于提高旋转角的检测精度的交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置。解决技术问题所采用的技术方案

[0012] 本发明所涉及的交流旋转电机控制装置包括：直流电源；逆变器，该逆变器将直流电源所提供的直流电压转换成交流电压，并将交流电压施加到交流旋转电机的电枢绕组上；磁通发生器，该磁通发生器与通过电枢绕组中流过的多相交流电流所形成的旋转磁通进行旋转的交流旋转电机的转子同步地旋转，从而产生用于检测交流旋转电机的旋转角的角度检测用磁通；角度检测器，该角度检测器在相对于角度检测用磁通的主分量方向处于饱和的状态下被使用，检测构成角度检测用磁通的相互正交的2个分量即余弦信号和正弦信号；以及控制运算部，该控制运算部基于针对交流旋转电机的电流指令和从余弦信号及正弦信号得到的角度信息，控制逆变器，控制运算部根据电流路径与角度检测器的位置关系来计算校正信号，并使用由校正信号校正后的值即校正后余弦信号和校正后正弦信号求出的角度信息，来控制逆变器，其中，所述校正信号用于校正由直流电源与逆变器之间流过的直流电流、逆变器与电枢绕组之间流过的多相交流电流中的至少一方所产生的噪声磁通分量对余弦信号和正弦信号造成的信号误差。

[0013] 本发明所涉及的电动助力转向控制装置具备本发明所涉及的交流旋转电机控制装置，交流旋转电机控制装置进行转矩控制，以产生对电动助力转向的转向转矩进行辅助的转矩。发明效果

[0014] 根据本发明，具备如下结构：使用在角度检测用磁通的主分量方向上处于饱和的状态下检测磁通分量的角度传感器的情况下，基于直流电流和多相交流电流中的至少一方所产生的主磁通法线方向分量的噪声磁通，来计算校正信号，对由角度检测器得到的磁通分量即正弦信号和余弦信号进行校正。其结果是，能够得到提高旋转角的检测精度的交流旋转电机控制装置和电动助力转向控制装置这一现有技术所没有的显著效果。附图说明

[0015] 图1是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机控制装置的整体结构图。图2是表示本发明的实施方式1的校正信号运算部的结构的框图。
图3是表示本发明的实施方式1中的U相电流流过的路径与角度检测器的位置关系的图。
图4是表示本发明的实施方式1中在旋转坐标系上的电流矢量的图。
图5是表示本发明的实施方式1中的直流电流流过的路径与角度检测器的位置关系的图。
图6是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机控制装置的整体结构图。
图7是表示本发明的实施方式2的交流旋转电机控制装置的调制率与振幅校正常数的关系的一例的图。
图8是表示本发明的实施方式3中的直流电流流过的2条路径与角度检测器的位置关系的图。
图9是表示本发明的实施方式4中的直流电流流过的4条路径与角度检测器的位置关系的图。
图10是表示本发明的实施方式5中的直流电流流过的4条路径与角度检测器的位置关系的图。
图11是表示本发明的实施方式6中的U相电流流过的路径与角度检测器的位置关系的图。
图12是表示使用磁阻元件的磁传感器中的主分量磁通与阻抗之间的关系的图。

具体实施方式

[0016] 下面，利用附图对本发明的交流旋转电机控制装置及电动助力转向控制装置的的优选实施方式进行说明。

[0017] 实施方式1图1是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机控制装置的整体结构图。交流旋转电机
1是具有三相绕组U、V、W的永磁体型同步旋转电机。交流旋转电机1的结构中包含转子和定子。

[0018] 这里，说明交流旋转电机1为永磁体型同步旋转电机的情况，但交流旋转电机1也可以是励磁绕组型同步旋转电机。这里，说明具有三相绕组的交流旋转电机1，但也可以是具有三相以上绕组的交流旋转电机。

[0019] 交流旋转电机1的定子或转子的极对数不同，相对于转子一个周期的电周期的数量会发生变化。例如，极对数为2的交流旋转电机1在转子一个周期的期间经过2个电周期。

[0020] 将转子的旋转角度记为机械角，将电周期的相位记为电气角，如下式(1)所示，电气角θe是机械角θm与极对数的乘积。

[0021] [数学式1]θe＝Pθm (1)

[0022] 直流电源10向逆变器2输出直流电压Vdc。作为该直流电源，包括电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有机器。

[0023] 逆变器2基于从控制运算部8输出的开关信号Qup～Qwn，使半导体开关Sup～Swn导通或截止。其结果是，逆变器2对从直流电源10输入的直流电压Vdc进行功率转换，经由逆变器连接部5向交流旋转电机1的三相绕组U、V、W施加交流电压。

[0024] 开关Sup～Swn使用IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而形成的开关。

[0025] 这里，开关信号Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn是用于使逆变器2中各个半导体开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn导通或截止的开关信号。

[0026] 电流检测器6插入逆变器2的下桥臂与直流电源10的接地之间，检测流过三相的电流。图1所示的电流检测器6具有检测三相的结构，但并不限于此结构。电流检测器也可以采用检测两相的结构，并且使用三相电流和为零这一点来计算出剩下的一相。

[0027] 还可以采用适当地设定逆变器2的开关定时与电流检测的定时、且并利用母线电流来进行检测的方式的电流检测器。图1所示的电流检测器6检测三相电流，因此输出U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw。

[0028] 交流旋转电机1与逆变器2通过逆变器连接部5相连接。逆变器连接部5由流过U相电流的逆变器连接部5u、流过V相电流的逆变器连接部5v、流过W相电流的逆变器连接部5w构成。从逆变器2输出的电压经由逆变器连接部5u、5v、5w施加在交流旋转电机1的各相绕组上，通过在交流旋转电机1中流过所希望的电流，从而产生转矩。

[0029] 磁通发生器3与交流旋转电机1的转子同步地旋转，可以适用例如永磁体。

[0030] 角度检测器4配置在与磁通发生器3同轴且相应的位置上。角度检测器4检测磁通发生器3所产生的磁通，并根据其磁通的分量，输出正弦信号Vsin和余弦信号Vcos。其中，为了抑制正弦信号Vsin和余弦信号Vcos的基波振幅比的变动，角度检测器4在相对于磁通发生器3的主分量磁通为饱和的状态下被使用。

[0031] 磁通发生器3也与交流旋转电机1同样地存在极对数的概念。因此，角度传感器4以与磁通发生器3的极对数相等的轴倍角输出正弦信号Vsin和余弦信号Vcos。磁通发生器3的旋转角θsm与由角度检测器4所输出的正弦信号Vsin和余弦信号Vcos所得到的角度θsns的关系可以用角度检测器4的轴倍角Psns由下式(2)来表示。

[0032] [数学式2]θsns＝Psnsθsm (2)

[0033] 交流旋转电机1的转子与磁通发生器3同步地旋转。因此，机械角θm与磁通发生器3的旋转角θsm之间成立下式(3)。

[0034] [数学式3]θm＝θsm (3)

[0035] 这里，说明机械角θm与磁通发生器3的旋转角θsm的零点一致的情况，但在不一致的情况下，也可以偏离相应的大小。因此，交流旋转电机1的电气角θe可以如下式(4)那样用由角度检测器4输出的正弦信号Vsin和余弦信号Vcos所得到的角度θsns来表示。

[0036] [数学式4]

[0037] 即，角度θsns乘以交流旋转电机1的极对数与角度检测器4的轴倍角之比，可以得到交流旋转电机1的电气角θe。

[0038] 控制运算部8基于从角度检测器4得到的正弦信号Vsin和余弦信号Vcos、从电流检测器6输出的三相电流Iu、Iv、Iw、电流指令Id*、Iq*，输出开关信号Qup～Qwn。

[0039] 具体而言，控制运算部8内的校正信号运算部20对于从角度检测器4输出的正弦信号Vsin和余弦信号Vcos中由于直流电源10和逆变器2之间流过的直流电流、逆变器2和交流旋转电机1的电枢绕组之间流过的多相交流电流各自产生的噪声磁通分量所导致的信号误差，利用后述的方法进行校正。然后，校正信号运算部20输出校正了信号误差的校正后正弦信号Vsin_hosei和校正后余弦信号Vcos_hosei。

[0040] 角度运算部21基于Vsin_hosei和校正后余弦信号Vcos_hosei，计算校正后旋转角。角度运算部21输出的校正后旋转角将被电流控制部22使用，因此可以转换成与电气角相当。这里，角度运算部21输出校正后电气角θe_hosei。

[0041] 角度运算部21还根据校正后旋转角的变化量，计算出交流旋转电机的转子的转速ωm。

[0042] 电流控制部22利用角度运算部21所得到的电气角θe_hosei，对从电流检测部6获得的三相电流Iu、Iv、Iw进行坐标变换，得到检测电流Id、Iq。然后，电流控制部22基于电流指令Id*、Iq*和检测电流Id、Iq的偏差，通过电流反馈控制来计算电压指令Vu、Vv、Vw，以使该偏差为零。

[0043] 基于电压指令Vu、Vv、Vw进行脉宽调制(PWM调制)，输出具有与电压指令Vu、Vv、Vw相应的脉宽的开关信号Qup～Qwn。

[0044] 电流控制部22也可以根据交流旋转电机1的规格进行前馈控制，从而计算电压指令Vu、Vv、Vw。因此，并不一定要向电流控制部22输入三相电流Iu、Iv、Iw。

[0045] 图2是表示本发明的实施方式1的校正信号运算部20的结构的框图。直流电流校正信号运算部30计算直流电流分量校正信号hsin1、hcos1，用于对直流电源10与逆变器2之间流过的直流电流所产生的噪声磁通分量导致的信号误差进行校正。

[0046] 本实施方式1中，电流检测器6无法检测直流母线电流Idc。因此，直流电流校正信号运算部30例如根据交流电阻Ra、直流电阻Rdc、磁通φ、电源电压Vdc，用下式(5)计算直流母线电流Idc。

[0047] [数学式5]

[0048] 交流电流校正信号运算部31计算交流电流分量校正信号hsin2、hcos2，用于对逆变器2与交流旋转电机1的电枢绕组之间流过的多相交流电流所产生的噪声磁通分量导致的信号误差进行校正。图2所示的交流电流校正信号运算部31是使用电流指令Id*、Iq*的结构，但也可以使用检测电流Id、Iq。

[0049] 另外，图2所示的交流电流校正信号运算部31使用由角度运算部21所得到的θe_hosei，但也可以使用对θe_hosei的前次值进行了提前角校正后的角度、根据正弦信号Vsin、余弦信号Vcos计算出的未进行校正的角度等。

[0050] 根据直流电流分量校正信号hsin1和hcos1、交流电流分量校正信号hsin2和hcos2，基于下式(6)，计算出校正信号hsin和hcos。

[0051] [数学式6]

[0052] 再根据正弦信号Vsin和余弦信号Vcos、校正信号hsin和hcos，基于下式(7)，计算出校正后余弦信号Vcos_hosei、校正后正弦信号Vsin_hosei。

[0053] [数学式7]

[0054] 计算直流母线电流Idc的方法可以采用下式(8)，其中使用半导体开关Sup的导通时间比Du、半导体开关Svp的导通时间比Dv、半导体开关Swp的导通时间比Dw。

[0055] [数学式8]Idc＝IuDu+IvDv+IwDw (8)

[0056] 计算直流母线电流Idc的方法并不限于上式(5)或上式(8)。计算中所使用的参数也不限于转速、电流指令、检测电流。

[0057] 下面，对由直流电流和多相交流电流所产生的噪声磁通分量造成的信号误差、以及用于对该信号误差进行校正的校正信号的计算方法进行说明。这里，为了便于理解，说明交流旋转电机1的极对数为5、角度检测器4的轴倍角为1、角度检测器4的X轴方向与交流旋转电机1的机械角0deg的方向(零点位置)一致的情况。极对数、轴倍角和零点位置不同的情况也一样。

[0058] 在没有噪声磁通的情况下，角度传感器4处的磁通密度[数学式9]
使用磁通发生器3的机械角θm由下式(9)给出。

[0059] [数学式10]

[0060] 上式(9)用归一化的式子来表达，但在基波振幅不为1的情况下，也可以进行同样的说明。

[0061] 与此相对地，在叠加了由直流电流和多相交流电流所产生的噪声磁通分量的情况下，角度检测器4处的磁通密度[数学式11]
由下式(10)给出。

[0062] [数学式12]

[0063] 图3是表示本发明的实施方式1中的U相电流流过的路径5u与角度检测器4的位置关系的图。图3的上部为剖视图，下部为侧视图。U相流过的电流记为Iu1，U相电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(11)给出。

[0064] [数学式13]

[0065] 这里，μ0表示真空磁导率。噪声磁通的X轴分量和Y轴分量可以通过由U相电流流过的路径与角度检测器4的位置关系所确定的系数乘上U相电流来得到。

[0066] 这里，将U相电流的路径设为Z轴方向，但并不限于此方向，即使是单条或多条直线或者三维曲线，都可以适用相同的构思。

[0067] 图4是表示本发明的实施方式1中在旋转坐标系上的电流矢量的图。将电流矢量的绝对值记为I，将相对于q轴的相位角记为θβ，则d轴电流Id和q轴电流Iq由下式(12)给出。

[0068] [数学式14]

[0069] 此时，各相流过的电流可用电气角θe由下式(13)给出。

[0070] [数学式15]

[0071] V相电流和W相电流在角度检测器4处所产生的磁通密度可以认为与U相的上式(11)相同。因此，在没有噪声磁通的情况下，将角度检测器4处的磁通密度的大小设为Bmg时，三相电流所产生的噪声磁通的X轴分量和Y轴分量可由下式(14)给出。

[0072] [数学式16]

[0073] 即，上式(14)中的Ba5、Bb5、Bc5、Bd5和θγ可由多相交流电流所流过的路径与角度检测器4的位置关系、以及电流相位来确定。

[0074] 直流电流所产生的噪声磁通也可以认为与交流电流的情况相同。图5是表示本发明的实施方式1中的直流电流流过的路径40与角度检测器4的位置关系的图。图5的上部为剖视图，下部为侧视图。将直流电流记为Idc，直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度可由下式(15)给出。

[0075] [数学式17]

[0076] 即，Ba0和Bc0可由直流电流流过的路径40与角度检测器4的位置关系来确定。图5中用一条直线来表示，在多条路径的情况下也可以认为是相同的，只要根据其结构来确定系数Kdcx和Kdcy即可。

[0077] 噪声磁通分量与主磁通相比十分微小，因此下式(16)成立。

[0078] [数学式18]Ba0，Ba5，Bb5，Bc0，Bc5，Bd5＜＜1 (16)

[0079] 此时，[数学式19]
的法线方向的单位矢量
[数学式20]
由下式(17)给出。

[0080] [数学式21]

[0081] 检测出的噪声磁通分量[数学式22]
是将
[数学式23]
投影到[数学式24]
而得到的，因此可由下式(18)和式(19)给出。

[0082] [数学式25]

[0083] 此时，检测信号Vcos、Vsin可由下式(20)和下式(21)给出。

[0084] [数学式26]

[0085] 上式(20)和上式(21)用归一化的式子来表达，但在基波振幅不为1的情况下，也可以进行同样的说明。

[0086] 根据上式(20)和上式(21)，下式(22)成立。

[0087] [数学式27]

[0088] 因此，由直流电流产生的0阶旋转的噪声磁通成为1阶旋转的角度误差，由多相交流电流产生的5阶旋转的噪声磁通成为4阶旋转或6阶旋转的角度误差。

[0089] 在下式(23)成立的情况下，3阶旋转的信号误差为零。

[0090] [数学式28]

[0091] 因此，由多相交流电流产生的5阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差包含5阶旋转和7阶旋转，从而成为6阶旋转的角度误差。

[0092] 在下式(24)成立的情况下，7阶旋转的信号误差为零。

[0093] [数学式29]

[0094] 因此，由多相交流电流产生的5阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差包含3阶旋转和5阶旋转，从而成为4阶旋转的角度误差。

[0095] 外部干扰磁通如上式(10)所示是由直流电流产生的0阶旋转和由多相交流电流所产生的5阶旋转，但实际检测到的信号是上式(20)和上式(21)那样为0阶旋转、2阶旋转、3阶旋转、5阶旋转和7阶旋转。

[0096] 在利用专利文献2的方法来进行校正的情况下，即使调整校正系数而能抑制了0阶旋转和5阶旋转的分量，2阶旋转、3阶旋转和7阶旋转的噪声分量仍然遗留。即，在相对于磁体磁通矢量的主分量方向为饱和的状态下使用角度检测器的情况下，专利文献2的方法会使直流电流所产生的1阶旋转、交流电流所产生的4阶旋转和6阶旋转的角度误差仍然遗留。

[0097] 与此相对地，本实施方式1在相对于磁体磁通矢量的主分量方向为饱和的状态下使用角度检测器的情况下，基于显示(25)来减小信号误差，以抑制1阶旋转、4阶旋转和6阶旋转的角度误差。

[0098] [数学式30]

[0099] 由直流电流产生的0阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差是0阶旋转和2阶旋转的分量。因此，本实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置通过使用基于角度检测器的配置所确定的校正信号，能够得到可以抑制1阶角度误差的现有技术所没有的效果。

[0100] 具体而言，该校正信号是基于可由角度检测器的配置所确定的相位校正常数和振幅校正系数，求出直流电流差分校正信号hcos1和hsin1这样用于确定相位和振幅的分量而得到的。

[0101] 在极对数为P的交流旋转电机1中，由多相交流电流所产生的P阶旋转的噪声磁通所造成的信号误差除了P阶旋转之外，还有(P-2Psns)阶旋转、(P+2Psns)阶旋转中的至少一方的分量。因此，本实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置通过使用基于电流矢量和角度检测器的配置所确定的校正信号，能够得到可以抑制(P-Psns)阶或(P+Psns)阶中的至少一方的角度误差的现有技术所没有的效果。

[0102] 具体而言，该校正信号是基于可基于电流矢量和角度检测器的配置所确定的相位校正常数和振幅校正系数，求出交流电流差分校正信号hcos2和hsin2这样用于确定相位和振幅的分量而得到的。

[0103] 实施方式2图6是表示本发明的实施方式1的交流旋转电机控制装置的整体结构图。本实施方式2中的图6所示的结构与之前的实施方式1中的图1所示的结构的不同点在于还具备滤波电容器11。因此，对于与之前的实施方式1重复的内容，将省略说明，以下以与滤波电容器11相关的内容为中心进行说明。

[0104] 滤波用电容器11与直流电源10并联连接，抑制母线电流的变动从而实现稳定的直流电流。这里，虽未详细图示，但滤波电容器11除了具有真实的电容C以外，还存在等效串联电阻Rc和引线电感Lc。

[0105] 如之前的实施方式1所述，直流电源10与逆变器2之间流过直流电流会产生0阶旋转的噪声磁通。同样地，在滤波电容器11与逆变器2之间流过直流电流也会产生0阶旋转的噪声磁通。但所流过的路径的不同会使噪声磁通的振幅发生变化。

[0106] 图7是表示本发明的实施方式2的交流旋转电机控制装置的调制率与振幅校正常数的关系的一例的图。在低调制率的区间A中，所需要的电压相对于施加电压而言有余量，因此可以对滤波电容器11进行充电。因而，主要由滤波电容器11提供直流电流。

[0107] 可以基于由滤波电容器11与逆变器2之间流过的直流电流的路径与角度检测器4的位置关系所确定的振幅校正常数和相位校正常数，确定直流电流分量校正信号。

[0108] 另一方面，在高调制率的区间C中，电压达到饱和，因此不够对滤波电容器11进行充电。因而，主要由直流电源10提供直流电流。可以基于由直流电源10与逆变器2之间流过的直流电流的路径与角度检测器4的位置关系所确定的振幅校正常数和相位校正常数，确定直流电流分量校正信号。

[0109] 位于区间A与区间C之间的区间B是直流电源10提供直流电流的情况和滤波电容器11提供直流电流的情况混在的过渡区间。图7中，区间B的特性用直线表示，但也可以根据变化的方式用曲线来表示将区间A与区间B相连的特性。

[0110] 即，可以使用调制率来作为直流电流流过的路径信息，从而获得用于确定直流分量校正信号的振幅校正常数。这里，使用调制率作为路径信息，也可以使用提供给逆变器2的供电电压和交流旋转电机1的转速等其他参数。

[0111] 由此，根据实施方式2，具有如下结构：在直流电源与逆变器之间具有滤波电容器的情况下，校正信号运算部可以基于角度检测器的配置和直流电流流过的路径信息来确定校正信号。其结果是，通过使用这样确定的校正信号，在磁通发生器的极对数为Psns时，可以抑制Psns阶的角度误差，而与直流电流的路径无关。

[0112] 具体而言，该校正系数能够基于可由角度检测器的配置和直流电流流过的路径信息所确定的相位校正常数和振幅校正系数，求出用于决定相位和振幅的分量来得到。

[0113] 实施方式3本实施方式3与考虑直流电流流过的单条路径的配置的实施方式2的不同点在于，考虑双条路径的配置。为了便于说明，将角度检测器4的轴倍角设为1来进行说明，但在轴倍角不同的情况下也可进行相同的说明。

[0114] 图8是表示本发明的实施方式3中的直流电流流过的路径40a和路径40b与角度检测器4的位置关系的图。图8的上部为剖视图，下部为侧视图。侧视图中，上侧表示直流电源侧，下侧表示逆变器侧。将直流电流记为Idc来进行说明。

[0115] 将双条路径记为路径40a、40b，将流过路径40a的电流和流过路径40b的电流设为如图8所示的相反方向来进行说明。

[0116] 路径40a是从直流电源流向逆变器的路径，路径40a中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(26)给出。

[0117] [数学式31]

[0118] 另一方面，路径40b是从逆变器流向直流电源的路径，路径40b中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(27)给出。

[0119] [数学式32]

[0120] 即，路径40a和路径40b中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度为下式(28)。

[0121] [数学式33]

[0122] 此时，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1由下式(29)给出。

[0123] [数学式34]

[0124] 上式(25)中，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1分别由2项相加(即共为4项)而得出，但在上式(29)中，hsin1可用1项来表示，从而可以减少到3项来计算。因此，通过将直流电源在角度检测器的位置上产生的磁通在XY平面上的方向设为角度检测器的X轴方向或Y轴方向，能够得到减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的效果。

[0125] 换言之，当从逆变器到直流电源的主路径与从直流电源到逆变器的主路径相对于角度检测器的XZ平面对称时，能够得到减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的效果。这里，主路径相对于XZ平面对称地配置，主路径相对于YZ平面对称配置的情况也能得到相同的效果。

[0126] 在上式(23)成立的情况下，交流电流分量校正信号hsin2、hcos2可由下式(30)算出。

[0127] [数学式35]

[0128] 使用上式(30)的情况下，无需分别计算5阶、7阶的项，可以根据1阶正弦、1阶余弦、6阶正弦来计算校正信号。

[0129] 很多情况下，在求取校正信号时，读取预先准备的表格来计算正弦。在上式(23)不成立的情况下，上式(25)所示的交流电流分量校正信号hsin2、hcos2中，需要计算2种相位的3阶正弦、5阶正弦、7阶正弦(即6个正弦)。

[0130] 与此相对地，在上式(23)成立的情况下，通过计算1阶正弦、1阶余弦、6阶正弦(即3个正弦、余弦)，能计算出交流电流分量校正信号。因而，通过采用本实施方式3的方式，能够减少表格的调用次数，能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷。

[0131] 在上式(24)成立的情况下，同样地，交流电流分量校正信号hsin2、hcos2可由下式(31)算出。

[0132] [数学式36]

[0133] 使用上式(31)的情况下，无需分别计算3阶、5阶的项，可以根据1阶正弦、1阶余弦、4阶正弦来计算校正信号。

[0134] 在上式(24)不成立的情况下，上式(25)所示的交流电流分量校正信号hsin2、hcos2中，需要计算2种相位的3阶正弦、5阶正弦、7阶正弦(即6个正弦)。与此相对地，在上式(24)成立的情况下，通过计算1阶正弦、1阶余弦、4阶正弦(即3个正弦、余弦)，就能计算出交流电流分量校正信号。因而，通过采用本实施方式3的方式，能够减少表格的调用次数，能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷。

[0135] 即，在多相交流电流所产生的n阶旋转的噪声磁通的X轴分量和Y轴分量振幅相等且相位差为π/2时，可以通过1阶正弦、余弦、(n±1)阶正弦来计算交流电流分量校正信号。其结果是，可以得到能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的技术效果。

[0136] 在上式(23)成立且上式(29)成立的情况下，可用下式(32)计算校正信号。使用下式(32)的情况下，可从1阶正弦、1阶余弦、6阶正弦计算出校正信号。

[0137] [数学式37]

[0138] 上式(25)中，需要计算出2种相位的2阶正弦、3阶正弦、5阶正弦、7阶正弦(即8个正弦)。与此相对地，在上式(23)成立且上式(29)成立的情况下，通过计算1阶正弦、1阶余弦、6阶正弦(即3个正弦、余弦)，就能计算出校正信号。因而，通过采用本实施方式3的方式，能够减少表格的调用次数，能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷。

[0139] 在上式(24)成立且上式(29)成立的情况下，可用下式(33)计算校正信号。使用下式(33)的情况下，可从1阶正弦、1阶余弦、4阶正弦计算出校正信号。

[0140] [数学式38]

[0141] 上式(25)中，需要计算出2种相位的2阶正弦、3阶正弦、5阶正弦、7阶正弦(即8个正弦)。与此相对地，在上式(23)成立且上式(29)成立的情况下，通过计算1阶正弦、1阶余弦、4阶正弦(即3个正弦、余弦)，就能计算出校正信号。因而，通过采用本实施方式3的方式，能够减少表格的调用次数，能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷。

[0142] 即，从逆变器到直流电源为止的主路径和从直流电源到逆变器为止的主路径相对于角度检测器的XZ平面或YZ平面对称，且多相交流电流所产生的n阶旋转的噪声磁通的X轴分量和Y轴分量的振幅相等且相位差为π/2时，能够得到可以减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的效果。

[0143] 实施方式4在之前的实施方式3中，说明了1组逆变器中的主路径的配置。与此相对地，在本实施方式4中，说明在由第1逆变器和第2逆变器构成的逆变器中，直流电流流过的路径40c、路径
40d、路径40e和路径40f的配置。为了便于说明，将角度检测器4的轴倍角设为1来进行说明，但在轴倍角不同的情况下也可进行相同的说明。

[0144] 图9是表示本发明的实施方式4中的直流电流流过的路径40c、40d、40e、40f与角度检测器4的位置关系的图。图9的上部为剖视图，下部为侧视图。侧视图中，上侧表示直流电源侧，下侧表示逆变器侧。将直流电流记为Idc来进行说明。

[0145] 将4条路径设为第1逆变器用路径40c、40d、第2逆变器用路径40e、40f，将流过路径40c、40e的电流和流过路径40d、40f的电流设为如图9所示的相反方向来进行说明。

[0146] 路径40c是从直流电源流向第1逆变器的路径，路径40c中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(34)给出。

[0147] [数学式39]

[0148] 路径40d是从第1逆变器流向直流电源的路径，路径40d中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(35)给出。

[0149] [数学式40]

[0150] 同样地，路径40e是从直流电源流向第2逆变器的路径，路径40e中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(36)给出。

[0151] [数学式41]

[0152] 另一方面，路径40f是从第2逆变器流向直流电源的路径，路径40f中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(37)给出。

[0153] [数学式42]

[0154] 即，路径40c、路径40d、路径40e、路径40f中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度为下式(38)。

[0155] [数学式43]

[0156] 此时，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1由下式(39)给出。

[0157] [数学式44]

[0158] 上式(25)中，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1分别由2项相加(即共为4项)来计算出，但在上式(39)中，hsin1可用1项来表示，从而可以减少到3项来计算。因此，在直流电源到第1逆变器为止的主路径和第2逆变器到直流电源为止的主路径相对于角度检测器的XZ平面对称，且第1逆变器到直流电源为止的主路径和直流电源到第2逆变器为止的主路径相对于角度检测器的XZ平面对称时，能够获得可减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的效果。

[0159] 这里，主路径相对于XZ平面对称地配置，主路径相对于YZ平面对称配置也能得到相同的效果。

[0160] 实施方式5在之前的实施方式4中，说明了在由第1逆变器和第2逆变器构成的逆变器中，直流电流流过的路径40c、路径40d、路径40e和路径40f的配置。与此相对地，在本实施方式5中，对4条路径不同于之前的实施方式4的情况进行说明。因此，对于和之前的实施方式4重复的内容，省略其说明。这里，为了便于说明，将角度检测器4的轴倍角设为1来进行说明，但在轴倍角不同的情况下也可进行相同的说明。

[0161] 图10是表示本发明的实施方式5中的直流电流流过的路径40c、40d、40g、40h与角度检测器4的位置关系的图。图10的上部为剖视图，下部为侧视图。而且，侧视图中，上侧表示直流电源侧，下侧表示逆变器侧。将直流电流记为Idc来进行说明。

[0162] 本实施方式5中的图10所示的结构与之前的实施方式4的图9的不同点在于，采用了路径40g、路径40h来代替路径40c、路径40d。更具体而言，路径40c和路径40g相对于角度检测器4具有相同的位置关系，但电流方向相反。同样地，路径40d和路径40h相对于角度检测器4具有相同的位置关系，但电流方向相反。

[0163] 路径40g是从第1逆变器流向直流电源的路径，路径40g中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(40)给出。

[0164] [数学式45]

[0165] 另一方面，路径40h是从直流电源流向第1逆变器的路径，路径40h中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(41)给出。

[0166] [数学式46]

[0167] 即，路径40g、路径40h、路径40e、路径40f中流过的直流电流在角度检测器4处产生的磁通密度为下式(42)。

[0168] [数学式47]

[0169] 此时，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1由下式(43)给出。

[0170] [数学式48]

[0171] 上式(25)中，直流电流分量校正信号hsin1、hcos1分别由2项相加(即共为4项)来计算出，但在上式(43)中，hcos1可用1项来表示，从而可以减少到3项来计算。因此，在从直流电源到第1逆变器为止的主路径和从直流电源到第2逆变器为止的主路径相对于角度检测器的XZ平面对称，且从第1逆变器到直流电源为止的主路径和从第2逆变器到直流电源为止的主路径相对于角度检测器的XZ平面对称时，能够获得可减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的效果。

[0172] 这里，主路径相对于XZ平面对称地配置，但即使主路径相对于YZ平面对称配置也能得到相同的效果。

[0173] 实施方式6本实施方式6中，说明多相交流电流流过的路径相对于角度检测器4的配置不同于之前的实施方式1的情况。这里，为了便于理解，说明交流旋转电机1的极对数为5、角度检测器4的轴倍角为1、角度检测器4的X轴方向与交流旋转电机的机械角0deg的方向(零点位置)一致的情况。极对数、轴倍角和零点位置不同的情况也一样。

[0174] 图11是表示本发明的实施方式6中的U相电流流过的路径5ua与角度检测器4的位置关系的图。图11的上部为剖视图，下部为侧视图。图11相当于图3的θu取0deg的情况。此时，U相电流在角度检测器4处产生的磁通密度由下式(44)给出。

[0175] [数学式49]

[0176] 虽然省略了图示，但V相电流流过的路径5va和W相电流流过的路径5wa与路径ua同样地配置在XZ平面上与Z轴平行的直线上。在没有噪声磁通的情况下，将角度检测器4处的磁通密度的大小设为Bmg时，三相电流所产生的噪声磁通的X轴分量和Y轴分量可由下式(45)给出。

[0177] [数学式50]

[0178] 这里，电流的路径是平行于Z轴的直线，但只要在XZ平面上或XY平面上，并不限于此方向，即使是位于同一平面内的单条或多条直线或者三维曲线，也可以采用相同的构思。通过将电流流过的路径配置在XZ平面上或YZ平面上，可以使X轴方向的噪声磁通为零。此时，交流电流分量校正信号hsin2、hcos2可由下式(46)计算。

[0179] [数学式51]

[0180] 使用上式(46)的情况下，无需分别计算4阶、6阶的项，可以根据1阶正弦、1阶余弦、5阶正弦来计算交流电流分量校正信号hsin2、hcos2。

[0181] 在采用图3的配置的情况下，上式(25)所示的交流电流分量校正信号hsin2、hcos2中，需要计算2种相位的3阶正弦、5阶正弦、7阶正弦(即6个正弦)。与此相对地，在使用图11的配置的情况下，如上式(46)所示，通过计算1阶正弦、1阶余弦、5阶正弦(即3个正弦、余弦)，就能计算出交流电流分量校正信号。因而，通过采用本实施方式6的方式，能够减少表格的调用次数，能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷。

[0182] 即，通过将多相交流电流所产生的n阶旋转的噪声磁通方向设为X轴方向或Y轴方向，能够从1阶正弦、余弦、n阶正弦计算出交流电流分量校正信号。其结果是，可以得到能够减轻更新频率较高的角度运算的处理负荷这一现有技术所没有的技术效果。

[0183] 也可以采用上述实施方式1～6所涉及的交流旋转电机控制装置，产生对转向转矩进行辅助的转矩，从而构成电动助力转向控制装置。

[0184] 电动助力转向控制装置产生的输出转矩经由齿轮或链条等传递至方向盘轴上。这里，电动助力转向控制装置中的转矩控制器为了确保稳定性，在实施转矩反馈时多使用转速作为输入。

[0185] 当存在n阶旋转的角度误差时，检测出的转速中也包含n阶旋转的误差。因此，通过转矩控制器获得的电流指令中会包含n阶旋转的脉动，并会经由方向盘给用户造成不适感。

[0186] 另外，电动助力转向控制装置为了在达到额定转速之后仍能增大输出，还经常采用磁场减弱控制，通过流过负的d轴电流，来抑制因电压饱和而造成的q轴电流下降。在d轴电流流过较多的区域，由角度误差给q轴电流脉动带来的增益会变大。因此，在高速旋转时会产生n阶旋转的噪音或转矩脉动，从而给用户带来不适感。

[0187] 对于这一问题，通过采用本实施方式1～6所述的交流旋转电机控制装置来构成电动助力转向控制装置，从而能够抑制因电流通电时的角度误差造成的转矩脉动和噪音。其结果是，能够实现可减轻用户不适感的电动助力转向控制装置之一现有技术所没有的效果。标号说明

[0188] 1交流旋转电机；2逆变器；3磁通发生器；4角度检测器；8控制运算部；10直流电源；11滤波电容器；20校正信号运算部；21角度运算部；22电流控制部；30直流电流校正信号运算部；31交流电流校正信号运算部。

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