[0001] 本
发明涉及一种倍频正弦脉宽调制的数字实现方法，应用于以数字方法实现
正弦波输出，以较低的
开关频率实现较高的开关效果，适用于各种正弦脉宽调制的数字化场合。
[0002] 正弦脉宽调制(SPWM)是利用冲量等效原理：大小、
波形不相同的窄脉冲变量，只要它们的冲量即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。当冲量按正弦规律变化时，其作用与直接施加正弦连续
电压效果相同，调节脉冲宽度使之按正弦规律变化，一系列断续脉冲在滤波之后将变成连续正弦值。
[0003] 正弦脉宽调制在实现方式上由以下几种：双极性脉宽调制、单极性脉宽调制、倍频脉宽调制等。其中双极性脉宽调制、倍频脉宽调制用模拟
电路实现比较简单，但由于采用上下桥臂互补导通方案，需要对上下桥脉宽加入死区，模拟电路对加入死区实现比较复杂。随着DSP的普及，以及编程简单方便，数字化脉宽调制得到广泛应用。
[0004] PWM频率提高，对于
滤波器的设计带来方便，使滤波器体积减小，但同时也会增加开关管的损耗，因此需选用合理的PWM频率，使
开关损耗与滤波器达到折中的效果。
[0005]
现有技术采用DSP作为PWM发生器已比较普遍，而将单极性倍频方式应用在DSP中应用大都
算法复杂，占用大量时间进行运算，降低了运行的实时性指标。本发明利用查表和简单运算相结合的方法，将单极性倍频的损耗低与DSP
软件的灵活性结合起来，占用很少的运算时间，可以达到良好的效果。
[0006] 本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供了一种倍频正弦脉宽调制的数字实现方法，用DSP的PWM模
块生成乐正弦脉宽调制波形，以低开关频率达到了高开关频率的效果，实现了倍频正弦脉宽调制的数字化。
[0009] (2)根据开关管的损耗和滤波器的尺寸确定
载波频率fc，所述开关管的损耗随着fc的升高而增大，滤波器的尺寸随fc的升高而减小，fc的取值范围为：5KHZ
[0010] (3)由步骤(1)中PWM模块的时钟频率fT1和步骤(2)中载波频率fc计算PWM周期值T1PR；具体公式为：
[0011] (4)根据调制波频率fr、载波频率fc以及DSP系统的响应速度值计算周期
采样点数N；具体公式为： 所述DSP系统的响应速度值是对DSP系统实时处理速度的量化，取值范围为：a≤1；
[0012] (5)根据步骤(3)得到的PWM周期值T1PR和步骤(4)得到的采样点数N，对调制波前1/2周期、后1/2周期不同情况，按照不同计算公式得到PWM不同桥臂的比较值CMPR1和CMPR2；
[0013] 具体为：
[0014] 调制波前1/2周期，CMPR1、CMPR2的具体计算过程如下：
[0015] 若
[0016] CMPR1＝T1PR
[0017]
[0018] 若
[0019]
[0020] CMPR2＝T1PR
[0021] 调制波后1/2周期，CMPR1、CMPR2的具体计算过程如下：
[0022] 若
[0023] CMPR1＝0
[0024]
[0025] 若
[0026]
[0027] CMPR2＝0
[0028] 式中，TC为调制波周期；
[0029] (6)DSP利用步骤(5)中求得的PWM不同桥臂的比较值CMPR1和CMPR2生成倍频正弦脉宽调制波。
[0030] 所述CMPR1和CMPR2的计算结果以表格形式存储在DSP中。
[0031] 所述DSP系统是集成PWM模块的TMS320LF2XXX系列。
[0032] 本发明与现有技术相比的有益效果是：
[0033] (1)本发明采用DSP来实现倍频正弦脉宽调制，在进行倍频正弦脉宽调制的参数调整时，只需要
修改寄存器变量，不需要对
硬件进行改动，与传统模拟电路实现倍频正弦脉宽调制的方法相比，结构更加简单，适用范围更广；
[0034] (2)本发明采用查表和简单运算相结合的方法，摒弃复杂的正弦及乘除运算，充分利用DSP查表和简单加减运算的快速性，使单极性倍频算法在DSP中得到有效应用。
[0035] (3)本发明中的倍频PWM调制方法，使开关管实际损耗为一半，但达到了2倍开关频率的效果，从而使滤波器尺寸减小。
附图说明
[0036] 图1为本发明为正弦脉宽调制的拓扑结构图；
[0037] 图2为本发明模拟方式实现倍频正弦脉宽调制的原理图；
[0038] 图3为本发明倍频正弦脉宽的每个开关管的具体波形；
具体实施方式
[0040] 下面结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的详细描述。
[0041] 图1～图3用正弦脉宽调制的模拟实现方式说明倍频方法的实现原理，数字实现方法为基于上述原理的具体实施方式。
[0042] 如图1所示为正弦脉宽调制的拓扑结构图：E为直流
母线电压，T1～T4为功率开关管，D1～D4为续流
二极管，Z为交流负载。通过改变T1～T4的导通顺序即可得到不同的负载波形。
[0043] 如图2所示为倍频脉宽调制方法模拟实现的原理图。vr为调制波，vc为载波，A、B分别为比较器， 为
反相器，Ug1～Ug4为T1～T4的驱动
信号，通过调制波与载波的幅值比较，可以得到T1～T4的开通或关断。
[0044] 当vr>vc时，比较器A输出为正，T1开通，T2截止；
[0045] 当vr
[0046] 当vr+vc>0时，比较器B输出为正，T3截止，T4开通；
[0047] 当vr+vc<0时，比较器B输出为负，T3开通，T4截止；
[0048] 当T1、T4同时处于开通状态时，vab＝+VE，当T2、T3同时处于开通状态时，vab＝-VE。当T1、T3同时开通或T2、T4同时开通时，vab＝0。
[0049] 如图3所示为倍频调制的T1-T4管的驱动波形。
[0050] a、 时间区间内，Ug1、Ug4占空比大于 Ug2、Ug3占空比小于 当Ug1、Ug4同时导通时，vab＝+VE，Ug2、Ug3不会同时导通。
[0051] b、 时间区间内，Ug2、Ug3占空比大于 Ug1、Ug4占空比小于 当Ug2、Ug3同时导通时，vab＝-VE，Ug1、Ug4不会同时导通。
[0052] c、(0～Tr)整个时间区间内，Ug1、Ug2波形互补，Ug3、Ug4波形互补，且Ug4滞后Ug1半个载波周期 Ug3滞后Ug2半个载波周期
[0053] 如图4所示，为发明实施的具体步骤：
[0054] (1)利用DSP系统的全局时钟fosc，计算PWM模块的时钟频率fT1；具体公式为：
[0055] (2)根据开关管的损耗和滤波器的尺寸确定载波频率fc，开关管的损耗随着fc升高增大，但滤波器的尺寸随fc升高减小，综合考虑一般选择fc的范围为5KHZ
[0056] (3)由步骤(1)得到的时钟频率fT1和步骤(2)得到的载波频率fc计算PWM周期值T1PR；具体公式为：
[0057] (4)根据调制波频率fr、载波频率fc以及DSP系统的响应速度值计算周期采样点数N；具体公式为： 所述DSP系统的响应速度值是对DSP系统实时处理速度的量化，取值范围为：a≤1；
[0058] (5)根据步骤(3)得到的PWM周期值T1PR、步骤(4)得到的采样点数N，对调制波前1/2周期、后1/2周期不同情况，按照不同计算公式得到PWM不同桥臂的比较值CMPR1和CMPR2；
[0059] 具体为：
[0060] 调制波前1/2周期，CMPR1、CMPR2的具体计算过程如下：
[0061] 若
[0062] CMPR1＝T1PR
[0063]
[0064] 若
[0065]
[0066] CMPR2＝T1PR
[0067] 调制波后1/2周期，CMPR1、CMPR2的具体计算过程如下：
[0068] 若
[0069] CMPR1＝0
[0070]
[0071] 若
[0072]
[0073] CMPR2＝0
[0074] 式中，TC为调制波周期；
[0075] (6)DSP利用步骤(5)中求得的PWM不同桥臂的比较值CMPR1和CMPR2生成倍频正弦脉宽调制波。
[0077]
[0078] (2)fr＝50HZ fc＝6KHz
[0079]
[0080]
[0081] (5)a、当 时，
[0082] 若
[0083] CMPR1＝T1PR
[0084]
[0085] 若
[0086]
[0087] CMPR2＝T1PR
[0088] b、当 时，
[0089] 若
[0090] CMPR1＝0
[0091]
[0092] 若
[0093]
[0094] CMPR2＝0
[0095] 在一个载波周期fr内，开关管的开关频率fc＝120fr，而
输出电压的vab脉动频率fk＝240fr，即输出电压的脉动频率为开关频率的两倍。fk越高，则谐波含量越低，而fc越低，则开关损耗越小。由此可见，倍频技术从控制电路方面体现PWM的优化原则。
[0096] 该实例用6KHZ的开关频率实现了12KHZ的开关效果，开关管的损耗减小一半，谐波含量降低，而滤波器的尺寸可以更小。
[0097] 本发明
说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
