权利要求

위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 구현하는 송신 장치{data transfer method using phase-shift based precoding and transmitter implementing the same}

도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도.

도 2는 종래의 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.

도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.

도 4는 종래의 위상천이 다이버시티 기법의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것.

도 5는 종래의 프리코딩 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도.

도 6은 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 구성도.

도 7은 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 MCW OFDM 송신기의 구성도.

도 8은 4개의 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 시스템에서 종래의 위상천이 다이버시티 기법이 수행되는 과정을 도시한 것.

도 9는 상기 도 8의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법이 수행되는 과정을 도시한 것.

도 10은 상기 도 9의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법에 이용되는 프리코딩 행렬.

도 11a 및 도 11b는 본 발명에 의해 부반송파 인덱스 옵셋이 피드백되는 위상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

도 12a 및 도 12b는 본 발명에 의해 위상값 옵셋이 피드백되는 위상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

도 13a 및 도 13b는 본 발명에 의해 부반송파 인덱스 옵셋 및 위상값 옵셋이 피드백되는 위상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

도 14는 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도.

도 15는 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 MCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도.

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 관한 것이며, 더 나아가 수신단에서 피드백된 정보를 감안하여 최적의 채널 상태에서 통신을 수행할 수 있도록 하는 개선된 위상천이 기반의 프리코딩 방법에 관한 것이다.

최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 이용 가능한 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 주어진 자원의 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보하여 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이는 역할을 담당하고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심벌 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심 벌을 다수의 부반송파에 싣기 위해 병렬화하는 역할을 담당하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심벌을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환 지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환 지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.

상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환 지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.

순환 지연 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다. 도 2는 순 환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.

OFDM 심벌은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환 지연되어 수신단으로 전송된다.

한편, 이와 같은 순환 지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환 지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나 별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.

위상천이 다이버시티 기법에 의하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 도 4에서 보듯 위상천이 다이버시티 기법의 적용에 있어서 큰 값의 순환 지연을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰 성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용된다.

또한, 작은 값의 순환 지연을 이용하는 경우 주파수 선택성의 주기가 길어지므로 폐루프 시스템에서는 이를 이용하여 채널이 가장 양호한 영역에 자원을 할당함으로써 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 위상천이 다이버시티 기법을 적용함에 있어서 작은 값의 순환 지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 도 4와 같이 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다. 이러한 경우 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에 있어서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비를 높일 수 있으며 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 많이 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 또한, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 타 기법에 비해 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

도 5는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬( P ₁ ~ P _L )을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스( l )를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터( χ ₁ ~ χ _{Mt )} 에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일례를 보여주고 있다.

전술한 위상천이 다이버시티 기법은 상술한 장점 외에 개루프에서 주파수 선택성 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 폐루프에서도 주파수 스케줄링 이득을 얻을 있다는 장점 때문에 현재 많은 주목을 받고 있으나, 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다는 문제가 있다.

또한, 전술한 코드북 기반의 프리코딩 기법은 작은 양의 피드백 정보(인덱스 정보)를 요구하면서 높은 공간 다중화율을 이용할 수 있으므로 효과적인 데이터 전송이 가능하다는 장점이 있지만, 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다는 문제가 있다.

본 발명은 위와 같은 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 위상천이 다이버시티 기법을 적용하되 안테나 구조 및 공간 다중화율에 구애받지 않고 채널 상황 또는 시스템 상황에 따라 적응적으로 사용할 수 있는 폐루프 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 기법을 제공하는 데에 그 목적이 있다.

본 발명의 다른 목적은 상기의 위상천이 기반 프리코딩 기법을 적용하기 위한 프리코딩 행렬에 수신단으로부터 피드백된 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보를 추가적으로 적용함으로써 최적의 채널 환경에서 통신이 수행되도록 하는 데에 있다.

위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 방법에 관한 것으로서, 각 안테나에 대한 전송 위상각을 일정 단위로 증감시켜 데이터를 전송하기 위한 위상천이 기반 프 리코딩 행렬을 결정하는 단계와, 수신단으로부터 피드백된 옵셋 정보를 상기 결정된 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 단계 및 상기 옵셋이 적용된 프리코딩 행렬에 각 부반송파의 심벌을 곱하여 프리코딩을 수행하는 단계를 포함한다.

이때, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬 결정 단계는 임의로 선택된 프리코딩 행렬에서 특정 부반송파에 대응하는 행(column)을 결정하는 단계와, 상기 행을 일정 단위로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 부반송파들에 대응하는 행을 결정하는 단계를 포함할 수 있으며, 여기에 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계와, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 해당 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계를 더 포함할 수 있다.

선택적으로, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬 결정 단계는 위상천이를 위한 제1행렬과, 제1행렬을 단위행렬(unitary matrix)화 하기 위한 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계를 포함할 수 있으며, 이때 상기 제1행렬은 행 단위로 일정하게 위상각을 증감시키는 대각행렬이고, 상기 제2행렬은 단위행렬 조건을 만족하여야 한다.

후자의 경우 상기 제2행렬이 N x N (N은 2 이상의 정수) 행렬일 때, 상기 제2행렬 중 특정 안테나에 대응하는 nxn (0 < n < N) 부분 행렬을 하나 이상 선택하는 단계와, 상기 선택된 부분 행렬 외의 성분을 모두 0으로 세팅하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 제2행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계와, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성하는 단계를 더 포함할 수 있다.

한편, 본 발명의 다른 일 양태는 다중 안테나 시스템에서 프리코딩을 수행하는 송신 장치에 관한 것으로서, 각 안테나에 대한 전송 위상각을 일정 단위로 증감시켜 데이터를 전송하기 위한 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈과, 수신단으로부터 피드백된 옵셋 정보를 상기 결정된 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 모듈 및 상기 옵셋이 적용된 프리코딩 행렬에 각 부반송파의 심벌을 곱하여 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈를 포함한다.

여기서, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬 결정 모듈은 임의로 선택된 프리코딩 행렬에서 특정 부반송파에 대응하는 행(column)을 결정하고, 상기 행을 일정 단위로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 부반송파들에 대응하는 행을 결정할 수도 있고, 위상천이를 위한 제1행렬과, 제1행렬을 단위행렬(unitary matrix)화 하기 위한 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정할 수도 있다.

상술한 두 가지 양태에 있어서, 상기 옵셋 정보는 부반송파 인덱스의 옵셋 정보이거나 위상값의 옵셋 정보일 수 있으며, 부반송파 인덱스의 옵셋 정보 및 위상값의 옵셋 정보를 모두 포함할 수도 있다.

또한, 상기 옵셋 정보는 모든 부반송파에 적용되는 부반송파 인덱스의 옵셋 정보일 수 있으며, 이 경우 상기 부반송파 인덱스의 옵셋 정보는 고정값으로 주어질 수 있다.

이하, 본 발명의 명세서에 첨부된 도면을 참고하여 바람직한 실시예를 상세 하게 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW(Single CodeWord) OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 7은 MCW(Multi CodeWord) OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.

채널 인코더(610)는 전송 데이터가 채널에서 왜곡되는 것을 막기 위해 잉여 비트(redundancy bits)를 추가하며, 터보 코드 또는 LDPC 코드 등의 암호화 코드를 이용하여 채널 인코딩을 수행한다.

인터리버(620)는 데이터 전송 과정에 있어서 순간잡음에 의한 손실을 최소화하기 위해 코드비트 파싱을 통한 인터리빙을 수행하고, 맵퍼(630)는 상기 인터리빙된 데이터 비트를 OFDM 심벌로 변환한다. 이와 같은 심벌 맵핑(symbol mapping)은 QPSK 등과 같은 위상 변조 기법 또는 16QAM, 8QAM, 4QAM 등의 진폭 변조 기법을 통해 수행될 수 있다.

이후, 상기 OFDM 심벌은 본 발명에 의한 프리코더(640)를 거친 후 부채널 변조기(subchannel modulator)(도면에 미도시) 및 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(650) 등을 거쳐 시간 영역의 반송파에 실리고, 필터(도면에 미도시)와 아날로그 변환기(660)를 거쳐 무선 채널로 전송된다.

한편, MCW OFDM 송신기에서는 OFDM 심벌이 각 채널별로 병렬화된 상태에서 채널 인코더(710) 및 인터리버(720)를 거친다는 점만이 상이할 뿐 나머지 구성(730~760)은 동일하다.

상기 프리코더(640)에 대한 상세한 설명은 차후로 미루도록 한다.

이하에서는, 상기 프리코딩 행렬 결정 모듈(641, 741), 프리코딩 행렬 재구성 모듈(642, 742) 및 옵셋 적용 모듈(643, 743)에서 각각 수행되는 프리코딩 행렬의 생성, 재구성 및 옵셋 적용 과정을 수학식을 통해 확인해보도록 한다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬의 생성

우선, 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서,

(

i

= 1,...,N

_t ,

j

= 1,...,R)는 부반송파 인덱스 또는 특정 주파수 밴드 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타내고, N

_t 는 송신 안테나의 개수, R은 공간 다중화율을 각각 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심벌 및 해당 부반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 어느 하나에 따라 결정될 수 있다.

한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬( P )은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬 구성을 위한 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 나타내면 다음과 같다.

여기서, H 는 N _r x N _t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N _r 은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 적용하면 다음과 같다.

수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP ^H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )은 다음과 같은 조건을 만족하는 단위행렬이어야 한다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 전력 제약은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직교 제 약은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

다음으로, 하나의 실시예로서 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식을 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 수학식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 2개의 송신 안테나를 가지고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타내고 있다.

여기서, α _i , β _i ( i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ _i (i = 1, 2, 3, 4)는 위상값을 나타내며, k 는 OFDM 신호의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.

여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 실시예는 다음과 같다.

여기서, θ ₂ 와 θ ₃ 는 직교제약에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.

한편, 프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ ₂ 값을 통해 생성된 다 양한 프리코딩 행렬을 포함하여 구성될 수 있다. 여기서, θ ₂ 값은 채널 상황과 피드백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ ₂ 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ ₂ 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬의 재구성

한편, 상기 수학식 7과 같은 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 생성되더라도 채널 상황에 따라서 실제로 안테나 수에 비해 공간 다중화율은 작게 설정되는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 경우에는 상기 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬 중 현재의 공간 다중화율(작아진 공간 다중화율)에 상응하는 개수의 특정 열(column)을 선택하여 새로운 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 재구성할 수 있다. 즉, 공간 다중화율이 달라질 때마다 해당 시스템에 적용되는 새로운 프리코딩 행렬를 생성하는 것이 아니라, 최초 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 그대로 활용하되 해당 프리코딩 행렬의 특정 열을 선택하여 프리코딩 행렬을 재구성하기만 하면 된다.

일례로, 상기 수학식 10의 프리코딩 행렬은 2개의 송신 안테나를 가지는 다중 안테나 시스템에서 공간 다중화율이 2인 경우를 상정하고 있으나, 어떠한 이유로 시스템의 공간 다중화율이 1로 낮아지는 경우가 발생할 수 있다. 이 경우, 상기 수학식 10의 행렬 중 특정 열을 선택하여 공간 다중화율 1의 프리코딩 행렬로 재구성할 수 있는데, 두 번째 열을 선택한 일례의 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 다음의 수학식 12와 같다. 이는 종래에 있어서 2개의 송신 안테나의 순환지연 다이버시 티 기법과 동일한 형태가 된다.

여기서는 2개의 송신 안테나를 가지는 시스템을 일례로 들었으나, 4개의 송신 안테나를 가지는 시스템에도 확장하여 적용될 수 있으며, 공간 다중화율이 4인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 생성한 후 변화하는 공간 다중화율에 따라 특정 열을 선택하여 프리코딩을 수행할 수 있다.

이에 대한 일례로, 도 8은 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 종래의 공간 다중화 기법(Spatial Multiplexing)과 순환 지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity)가 적용된 경우를 도시한 것이고, 도 9는 상기와 같은 다중 안테나 시스템에 수학식 10의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 적용한 경우를 도시한 것이다.

도 8에 의하면 제1 안테나 및 제3 안테나에는 제1 시퀀스(

) 및 제2 시퀀스( 가 전달되고, 제2 안테나 및 제4 안테나에는 소정 크기로 위상천이된 제1 시퀀스( ) 및 제2 시퀀스( )가 전달된다. 따라서, 전체적으로는 공간 다중화율이 2가 됨을 알 수 있다.

이에 비해, 도 9에서 제1 안테나에는

가 전달되고, 제2 안테나에는 가 전달되며, 제3 안테나에는 가 전달되고, 제4 안테나에는 가 전달된다. 따라서, 상기 도 8의 시스템에 비해 프리코딩 기법의 장점을 가지면서도 단일한 프리코딩 행렬을 이용하여 4개의 안테나에 대해 순환지연(또는 위상천이)을 수행할 수 있으므로 순환지연 다이버시티 기법에 의한 장점까지 가질 수 있다.

이상에서 살펴본 2개 안테나 시스템 및 4개 안테나 시스템에 대한 공간 다중화율별 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 정리하면 다음과 같다.

여기서, θ _i ( i = 1, 2, 3)는 순환지연 값에 따른 위상각을 나타내고, K는 OFDM의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 상기 표 2에서 상기 4가지 경우의 프리코딩 행렬 각각은 도 10에서 볼 수 있듯이 4개의 송신 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 대한 프리코딩 행렬의 특정 부분을 취하여 얻을 수 있다. 따라서, 상기 4가지의 경우에 대한 각각의 프리코딩 행렬을 코드북에 별도로 구비할 필요가 없으므로 송신단 및 수신단의 메모리 용량을 절약할 수 있다. 또한, 상술한 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 동일한 원리에 의해 안테나 수가 M이고 공간 다중화율이 N인 시스템에 대하여도 확장될 수 있다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬에의 옵셋 적용

다음으로, 상기 표 2에서 4개 안테나를 사용하고 공간 다중화율이 2인 시스템이 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋을 적용하여 최적화된 프리코딩 행렬을 결정하는 과정을 실시예 별로 살펴보기로 한다. 다만, 아래의 실시예들에 한정할 것은 아니며 안테나 수가 M이고 공간 다중화율이 N인 시스템에 대하여 동일한 방식으로 적용될 수 있음은 본 발명이 속한 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.

<옵셋 적용례 1>

도 11a에서와 같이 수신단으로부터 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

도 11b에서 보듯, 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 비해 상대적으로 열악한 상태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악한 후 적절한 옵셋( N _offset )을 산정하여 송신단으로 피드백하고, 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋( N _offset )을 적용하여 해당 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 인덱스 옵셋( N _offset )이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

<옵셋 적용례 2>

도 12a에서와 같이 수신단으로부터 적절한 위상값( θ )을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이인 위상값 옵셋( θ _offset )을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

도 12b에서 보듯, 위상이 θ ₀ 인 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 비해 상대적으로 열악한 상태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상 태를 파악하여 최적의 위상값( θ )을 산정하고, 이를 미리 피드백한 위상값( θ ₀ )과 비교하여 그 차이값인 옵셋( θ _offset )을 송신단으로 피드백한다. 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋( θ _offset )을 적용하여 해당 부반송파가 이전에 비해 상대적으로 양호한 상태의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 옵셋( θ _offset )이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

한편, 수신단에서 해당 부반송파에 할당된 채널의 상태를 파악하여 최적의 위상값( θ )을 산정하고 이값을 직접 송신단에 피드백하면, 송신단에서는 상기 피드백된 위상값을 기반으로 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 새로 생성하는 방식으로 구현할 수도 있다.

<옵셋 적용례 3>

도 13a에서와 같이 수신단으로부터 적절한 위상값( θ ) 및 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이 인 위상값 옵셋( θ _offset ) 및 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

도 13b에서 보듯, 위상이 θ ₀ 인 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 비해 상대적으로 열악한 상태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악하여 최적의 상태로 되기 위한 위상값( θ ) 및 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 산정하고, 상기 위상값( θ )과 미리 피드백한 위상값( θ ₀ )과의 차이값인 옵셋( θ _offset )과 상기 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 송신단으로 피드백한다. 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋들( θ _offset , N _offset )을 추가하여 해당 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 옵셋들( θ _offset , N _offset )이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

<옵셋 적용례 4>

위상천이 기반 프리코딩 행렬의 부반송파 인덱스를 수신단으로부터 피드백 받은 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )으로 고정하여 사용하는 경우이다.

수신단에서는 임의의 부반송파 또는 소정의 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악한 후 적절한 옵셋( N _offset )을 산정하여 송신단으로 피드백하고, 이를 수신한 송신단은 부반송파의 종류(또는 부반송파의 인덱스)에 상관없이 모드 부반송파에 대한 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋( N _offset )을 적용하여 모든 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 즉, 이 경우에는 채널 크기가 가장 큰 주파수 영역이 모든 부반송파에 대하여 동일하게 적용되므로 시스템의 성능이 더욱 개선될 수 있다. 상기 피드백된 인덱스 옵셋( N _offset )이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )은 고정값이며 수신단에서 채널 크기를 가장 크게 만들어 주는 정보가 된다.

위상천이 기반의 프리코딩을 구현하기 위한 프리코더

프리코딩 행렬 결정 모듈(641, 741)은 각 안테나에 대한 전송 위상각을 일정 단위로 증감시켜 데이터를 전송하기 위한 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정한다.

구체적으로, 프리코딩 행렬 결정 모듈(641, 741)은 메모리(150)에 미리 저장된 프리코딩 행렬을 읽어오거나, 코드북(codebook)에서 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 읽어온 후, 해당 프리코딩 행렬 중 특정 부반송파에 대응하는 행(column)을 기준 행으로 결정한다. 그리고, 상기 기준 행을 일정 단위로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 부반송파들에 대응하는 행을 결정한다.

상기 기준 행에 대응하는 부반송파를 1번 인덱스의 부반송파라 할 때, 2번 인덱스의 부반송파에 대응하는 행은 상기 기준 행을 소정 크기로 위상천이하여 결정할 수 있고, 3번 인덱스의 부반송파에 대응하는 행은 상기 위상천이된 행을 다시 소정 크기로 위상천이하여 결정할 수 있다. 이와 같은 위상천이 과정은 마지막 행까지 동일한 방식으로 반복된다.

이때, 상기 위상 천이의 크기는 송신 장치가 측정한 현재의 채널 상황에 따라 다양하게 설정될 수 있고, 수신단으로부터 피드백된 정보에 따라서 변경될 수 있다.

행렬 재구성 모듈(642, 742)은 상기 프리코딩 행렬 결정 모듈(641, 741)에서 결정된 각 프리코딩 행렬에서 주어진 공간 다중화율에 상응하는 개수만큼의 열(column)을 선택하고 그 외의 열은 삭제함으로써 프리코딩 행렬을 재구성한다. 여기서, 상기 선택된 열로만 이루어진 프리코딩 행렬을 새로이 생성할 수도 있다. 한편, 상기 프리코딩 행렬에서 특정 열을 선택하는 것은 임의의 열이 선택되는 것일 수도 있고, 미리 정해진 정책에 따라 특정 열이 선택되는 것일 수도 있다.

옵셋 적용 모듈(643, 743)은 수신단으로부터 피드백된 위상값 옵셋 정보 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보를 상기 재구성된 프리코딩 행렬에 적용하여 최종적인 프리코딩 행렬을 완성한다.

프리코딩 모듈(644, 744)은 상기 결정된 각 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심벌을 대입하여 프리코딩을 수행한다.

일반화된( generalized ) 위상천이 기반 프리코딩 방법

이상에서는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 구성되는 과정을 설명하였으나, 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법은 안테나 수가 N _t ( N _t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R ( R 은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 17과 같은 방법으로일반화될 수 있다.

여기서, 등호(等號. '=') 우측의 전반부 행렬(이를 '제1행렬'이라 한다)은 위상천이를 위한 대각행렬이고, 후반부 행렬(U, 이를 '제2행렬'이라 한다)은 제1행 렬을 단위행렬(unitary matrix)화 하기 위한 목적을 위해 사용되는 행렬로서

을 만족하는 단위행렬이다.

2개의 전송 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬 생성식의 일 예는 다음과 같다.

수학식 18에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로α값에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일 예로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.

제2행렬의 일 예로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 특히 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬코드(Walsh code)가 사용되는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P) 생성식을 살펴보면 다음과 같다.

수학식 19는 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 제2행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다.

다음의 수학식 20은 송신 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 제2행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.

또한, 아래의 표 3은 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 제2행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주고 있다.

이때, 표 3에서는 다중화율에 따라 제2행렬의 1번째 열, 1~2번째 열, 1~4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1~2, 2~3, 3~4, 4~1번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있다.

한편, 상기 제2행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수도 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위 행렬(후반부 행렬)을 선택한 후 상기 수학식 17을 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.

또한, 상기 제2행렬은 동일한 타임 슬롯에 전송되는 캐리어(들)이 주파수 대역별로 서로 다른 프리코딩 행렬을 가지도록 주기적으로 변경될 수 있다.

주파수 대역에 대하여 주기적으로 변경된 프리코딩 행렬이 적용될 수 있다.

한편, 위상천이 기반의 프리코딩을 위한 순환 지연값은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.

일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에의 옵셋 적용

상기 수학식 17과 같이 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋을 적용하여 최적화된 프리코딩 행렬을 결정하는 과정을 실시예 별로 살펴보면 다음과 같다.

<옵셋 적용례 5>

전술한 옵셋 적용례 1과 같이 수신단으로부터 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받아 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

상기 피드백된 인덱스 옵셋( N _offset )이 적용된 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

<옵셋 적용례 6>

전술한 옵셋 적용례 2와 같이 수신단으로부터 적절한 위상값( θ )을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이인 위상값 옵셋( θ _offset )을 피드백 받아 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

상기 피드백된 옵셋( θ _offset )이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

한편, 수신단에서 해당 부반송파에 할당된 채널의 상태를 파악하여 최적의 위상값( θ )을 산정하고 이값을 직접 송신단에 피드백하면, 송신단에서는 상기 피드백된 위상값을 기반으로 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 새로 생성하는 방식으로 구현할 수도 있다.

<옵셋 적용례 7>

전술한 옵셋 적용례 3과 같이 수신단으로부터 적절한 위상값( θ ) 및 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이인 위상값 옵셋( θ _offset ) 및 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

상기 피드백된 옵셋들( θ _offset , N _offset )이 적용된 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

<옵셋 적용례 8>

전술한 옵셋 적용례 4와 같이 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 부반송파 인덱스를 수신단으로부터 피드백 받은 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )으로 고정하여 사용하는 경우이다.

상기 피드백된 인덱스 옵셋( N _offset )이 적용된 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, 부반송파 인덱스 옵셋( N _offset )은 OFDM 심볼에 있어서 일정 주파수 밴드 구간에서 고정값이며 수신단에서 채널 크기를 가장 크게 만들어 주는 정보가 된다.

일반화된 위상천이 기반 프리코딩을 구현하기 위한 프리코더

도 14는 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 15는 MCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.

여기서, 채널 인코더(1410, 1510), 인터리버(1420, 1520), 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(1450, 1550) 및 아날로그 변환기(660)를 비롯한 기타의 구성은 도 6 또는 도 7에서의 그것들과 동일하므로 여기서는 설명을 생략하고, 프리코더(1440, 1540)에 대하여만 상세히 설명한다.

본 실시예에 의한 프리코더(1440, 1540)는 프리코딩 행렬 결정모듈(1441, 1541)과, 옵셋 적용 모듈(1444, 1544) 및 프리코딩 모듈(1445, 1545)를 포함하여 이루어지며, 여기에 행렬 재구성 모듈(1442, 1542) 및/또는 안테나 선택 모듈(1443, 1543)이 더 포함될 수 있다.

프리코딩 행렬 결정모듈(1441, 1541)은 수학식 17과 같이 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정한다.

행렬 재구성 모듈(1442, 1542)은 표 3에서와 같이 상기 제2행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성한다.

안테나 선택 모듈(1443, 1543)은 상기 제2행렬이 N x N (N은 2 이상의 정수) 크기의 행렬이라고 할 때, 수학식 20과 같이 상기 제2행렬 중 특정 안테나에 대응하는 nxn (0 < n < N) 크기의 부분 행렬을 하나 이상 선택하고, 상기 선택된 부분 행렬 외의 성분을 모두 0으로 세팅하여 데이터 전송에 사용할 특정 안테나를 선택한다.

프리코딩 모듈(1445, 1545)은 상기 결정된 각 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심벌을 대입하여 프리코딩을 수행한다.

이상의 설명에서 언급하지 않았으나 본 실시예의 송신 장치를 구현하기 위해 각종 설정 정보들을 저장하는 메모리(도면에 미도시), 피드백 정보를 수신하기 위한 수신회로(도면에 미도시) 및 전술한 각종 구성요소들의 전반적인 제어를 위한 제어기(도면에 미도시) 등을 구비해야 함은 본 발명이 속한 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.

즉, 메모리에는 위상천이 기반 프리코딩을 위한 코드북과 적응적 채널 코딩 및 변조(Adaptive Channel Coding & Modulation; AMC) 기법을 지원하기 위한 MCS 룩업 테이블이 저장될 수 있다. 상기 코드북은 위상천이 기반의 프리코딩 행렬 항목과 각 행렬에 대한 인덱스 항목을 하나 이상 포함하며, 상기 MCS 룩업 테이블은 입력된 정보 비트들에 적용할 코딩율 항목, 변조 방식 항목 및 이들 항목들과 매칭되는 MCS 레벨 인덱스 항목을 하나 이상 포함한다.

수신회로는 수신기로부터 전송된 신호를 안테나를 통해 받아들이고 이를 디지털화하여 제어기로 보낸다. 수신회로에 수신된 신호로부터 추출된 정보에는 채널품질정보(channel quality information; CQI)가 포함될 수 있다. CQI는 수신기가 송신기(100)로 채널 환경이나 코딩 방식, 변조 방식에 대해 피드백하는 정보이며, 구체적으로는 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 인덱스 정보 및 특정 코딩율(coding rate) 및/또는 변조 방식(modulation scheme or modulation size)를 지정하기 위한 인덱스 정보 중 적어도 하나가 이에 해당할 수 있다. 상기 인덱스 정보로 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨 인덱스가 이용될 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치 환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

본 발명의 위상천이 기반의 프리코딩 기법에 의하면 위상천이 다이버시티 기법 및 프리코딩 기법이 가지는 종래의 장점들 외에도, 안테나 구조 및 공간 다중화율에 구애받지 않고 채널 상황 또는 시스템 상황에 따라 적응적으로 대응할 수 있으므로 효율적인 데이터 전송을 수행할 수 있고, 위상천이 기반 프리코딩 기법을 적용하기 위한 프리코딩 행렬에 수신단으로부터 피드백된 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보를 추가적으로 적용함으로써 최적의 채널 환경에서 통신을 수행할 수 있게 된다.