本発明は、モータの起動時の駆動を制御するドライブ回路の起動時制御回路に関する。

近年、携帯電話やゲーム機器などに搭載されるバイブレーション機能において、振動素子の位置を検出するためにホール素子を用いた位置検出回路が用いられている。

ロータをマグネットとし、ステータをコイルとした場合、ホール素子はロータの位置を検出し、ドライブ回路はホール素子の検出結果に基づいてコイルに電流を供給する。

ここで、電気機器における消費電力はなるべく小さくしたいという要求があり、また機器から発生する騒音をなるべく小さくしたいという要求がある。

ここで、背景技術に記載の振動素子を備えた振動モータの駆動において、２つのコイルに供給する電流は、０度、１８０度近辺の電流は、モータ駆動にあまり寄与しない。 そこで、モータ駆動電流の０度、１８０度近辺の電流をカットする通電方法が提案されている。 例えば、０度、１８０度近辺の３０度について通電をカットする通電方法は、１５０度通電と呼ばれている。

しかし、１５０度通電は、パワーが十分ではなく、また回転状態信号を基に駆動する場合には、駆動開始が非通電期間に当たると回転が開始されないという問題がある。

本発明は、モータの起動時の駆動を制御するドライブ回路の起動時制御回路であって、正負が１８０度で反転する交番波形であるフル駆動波形を出力するフル駆動波形出力手段と、前記フル駆動波形に、パルス幅変調を施しＰＷＭ駆動波形を得るＰＷＭ手段と、前記フル駆動波形と、ＰＷＭ駆動波形のいずれかを選択するセレクタと、前記セレクタを制御して、起動時において、フル駆動波形を出力し、その後ＰＷＭ変調波形を出力するように制御する制御手段と、を有することを特徴とする。

本発明は、モータの起動時の駆動を制御するドライブ回路の起動時制御回路であって、正負が１８０度で反転する交番波形であるフル駆動波形を出力するフル駆動波形出力手段と、正負が反転するタイミングに所定の駆動休止期間が設けられた制限駆動波形を出力する制限駆動波形出力手段と、前記フル駆動波形と、前記制限駆動波形が入力され、いずれかを選択して出力するセレクタと、前記制限駆動波形に、パルス幅変調を施すＰＷＭ手段と、前記セレクタおよびＰＷＭ手段を制御して、起動時において、フル駆動波形を出力し、その後制限駆動波形にパルス幅変調を施した制限駆動波を出力するように制御する制御手段と、を有することを特徴とする。

また、前記制御回路は、起動時にフル駆動波形を出力し、次に制限駆動波形を出力し、その後パルス幅変調を施した制限駆動波を出力するように制御することが好適である。

また、前記制御回路における駆動波形の切り換えは、モータ回転を検出した回転状態信号における交番数のカウント値に応じて行うことが好適である。

このように、本発明によれば、確実な起動が行えると共に、短時間に適正な回転数に至ることができ、さらに低騒音化、省電力化を図ることができる。

全体構成を示すブロック図である。

出力回路の構成例を示す図である。

加算信号の例を示す図である。

出力制御回路の構成例を示す図である。

出力制御回路の各部の信号波形を示す図である。

起動時制御回路の構成を示す図である。

起動時の駆動波形の一例を示す図である。

起動時の駆動波形の他の例を示す図である。

ＰＷＭ信号から駆動制御信号を生成する構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

以下、本発明の実施形態について図面に基づいて説明する。 図１は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。 入力信号は、ドライバ１００に入力され、ドライバ１００が入力信号に応じた駆動電流をモータ２００に供給する。 これによって、モータ２００の回転が入力信号に応じて制御される。

ここで、ドライバ１００は、コンパレータ１０を有しており、モータ２００に設けられたホール素子３０からのロータ位置に応じた回転状態信号がオフセット制御回路３２を介し、コンパレータ１０の一端に供給される。 すなわち、オフセット制御回路３２は、回転状態信号に所定のオフセット値を加算し、上下方向に交互にシフトした加算信号を得る。 そして、この加算信号がコンパレータ１０の一端に供給される。 コンパレータ１０の他端には、基準値電圧が供給されており、コンパレータ１０は加算信号が基準値に至ったことを検出する。

コンパレータ１０の出力は、出力制御回路１２に供給される。 出力制御回路１２は、コンパレータ１０の出力信号に応じて所定周波数の駆動波形（位相）を決定するとともに、駆動制御信号（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）がＰＷＭ駆動制御されることによって、駆動電流の振幅が決まる。 そして、作成した駆動制御信号を出力回路１４に供給する。

出力回路１４は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ駆動電流を発生し、これをモータ２００に供給する。

図２には、出力回路１４の一部とモータ２００の１つのコイル２２の構成を示す。 このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１，Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１，Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３，Ｑ４の中間点との間にコイル２２が接続される。 そして、トランジスタＱ１，Ｑ４をオン、トランジスタＱ２，Ｑ３をオフすることで、コイル２２に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１，Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２，Ｑ３をオンすることで、コイル２２に反対方向の電流を流し、コイル２２を駆動する。

モータ２００は、コイル２２とロータ２６を有している。 また、ロータ２６は、永久磁石が設けられており、例えばＮ極とＳ極が対向する位置（互いに１８０度異なった位置）に配置されている。 そして、コイル２２からの磁界に応じて安定する位置が決定される。

従って、交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。 また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができる。 このようにして、モータ２００の回転が制御される。

モータ２００には、ホール素子３０が設けられており、ロータ２６の永久磁石からの磁界に応じて、回転状態信号を発生する。 上述のように、Ｎ，Ｓが１つずつの場合、ロータ２６の１回転が１周期となる正弦波が回転状態信号として得られる。

このホール素子３０からの回転状態信号は、オフセット制御回路３２に供給される。 このオフセット制御回路３２は、回転状態信号を所定のオフセット量だけずらし、２つの基準値のクロス（この例ではゼロクロス）間を例えば１５０度に設定するものである。

ここで、図３には、ゼロクロス間を１８０度から１２０度に変更する例が示されている。 回転状態信号は、０度で０ガウス、９０度で＋６０ガウス、１８０度で０ガウス、２７０度で−６０ガウスに相当する電圧のサイン波である。 従って、回転状態信号を３０ガウス相当の電圧だけゼロに近づけることで２つゼロクロス間が１２０度になる。 そこで、−側において＋３０ガウス相当分加算した加算信号（回転状態信号が３０ガウス分ゼロに近づけられた信号）が１回目にゼロに至った時（回転状態信号の位相−３０度）に＋３０ガウスに代えて−３０ガウスの加算（３０ガウス分の減算）とする。 これによって、６０ガウス分加算信号が−方向にシフトする。 この例の場合、−６０ガウス分の加算は６０度分のシフトに相当するため、回転状態信号における位相の＋３０度において、加算信号は−側からの２度目のゼロに至る。 そして、この２回目のゼロの場合には、−３０ガウス分の加算はそのままとして＋側に移る。 次に、＋側からの１回目のゼロの時に、加算が＋３０ガウスに切り替えられる。 このようにして、回転状態信号の位相３３０度（−３０度）のときにオフセット量が＋３０ガウスから−３０ガウスに切り替えられ、１５０度のときにオフセット量が−３０ガウスから＋３０ガウスに切り替えられ、これを繰り返すことで、加算信号の２回目のゼロから、次のゼロの間で１２０度の期間の信号を得ることができる。 なお、図３では、ゼロクロス間を１２０度とする例を示したが、加算するオフセット量を調整する（この場合には±１５ガウス相当分とする）ことで、１５０度などの期間の信号が得られる。

なお、コンパレータ１０の他端には、ホール素子３０のコモン電圧と同電位の電圧を基準として供給する構成としてもよい。 このような構成にすることによって、ホール素子３０とコンパレータ１０とで用いられる基準値が等しくなり、コイル２２への通電期間をより正確に設定することができる。

図４には、出力制御回路１２の構成例であって、１５０度通電のための構成（１５０度通電生成回路５０）が示されており、図５には各部の信号波形が示されている。 コンパレータ１０の出力（コンパレータ生出力）は、回転状態信号を上述のようにして順次シフトした信号のゼロクロスを検出するものであり、この例は、図３と同様に、１２０度通電の例を示しており、コンパレータ生出力をフリップフロップで取り込んだ場合の取り込み出力は、回転状態信号の０〜３０度がＬレベル、３０〜１５０度がＨレベルになり、１５０〜１８０度がＬレベル、１８０〜２１０度がＨレベル、２１０〜３３０度がＬレベル、３３０〜３６０度がＨレベルの信号となる（図５（ｉ））。

コンパレータ生出力はフリップフロップＦＦ１のＤ入力端に供給される。 このフリップフロップＦＦ１のクロック入力端には、所定のクロックＣＬＫが供給されており、フリップフロップＦＦ１がコンパレータ１０の出力を順次保持することになる。 クロックＣＬＫは、コンパレータ１０の出力の変化に比べ大きな周波数を有しているため、フリップフロップＦＦ１はコンパレータ１０の出力を所定の期間だけ遅れてそのまま取り込むことになる。

フリップフロップＦＦ１の出力は、フリップフロップＦＦ２のＤ入力端に供給されており、このフリップフロップＦＦ２のクロック入力端にもクロックＣＬＫが供給されている。 従って、このフリップフロップＦＦ２の出力は、フリップフロップＦＦ１の出力比べ、クロックＣＬＫの１周期だけ遅れた信号となる。 フリップフロップＦＦ１の出力は反転されてアンドゲートＡＮＤ１に入力され、フリップフロップＦＦ２の出力はそのままアンドゲートＡＮＤ１に入力される。 従って、このアンドゲートＡＮＤ１の出力は、コンパレータ１０の出力が立ち下がった時に、クロックＣＬＫの１周期分だけ立ち上がる信号となる。

すなわち、図５（ｉｉ）立ち下がり検出信号に示すように、取り込み出力の立ち下がり時にクロックＣＬＫの１周期だけ立ち上がる信号が、アンドゲートＡＮＤ１の出力に得られる。

また、アンドゲートＡＮＤ２には、フリップフロップＦＦ１の出力とフリップフロップＦＦ２の反転出力が入力されている。 従って、このアンドゲートＡＮＤ２の出力には、図５（ｉｉｉ）立ち上がり検出信号に示すように、取り込み出力の立ち上がり時にクロックＣＬＫの１周期だけ立ち上がる信号が得られる。

なお、図５においては、立ち下がり検出信号（ｉｉ）、立ち上がり検出信号（ｉｉｉ）について、クロックＣＬＫより短いパルスとして示してある。 これは、立ち上がり及び立ち下がりの検出クロックとして、クロックＣＬＫより周波数の高いものを用い、１クロック分のみを検出パルスとしているからであるが、全体動作としては、変わりはない。

クロックＣＬＫは、所定の分周された後、連続Ｈ／Ｌ検出部４０に入力される。 この連続Ｈ／Ｌ検出部４０は、例えば、取り込み出力におけるＨレベルが６０度の期間連続したことでＨレベル、Ｌレベルが６０度の期間連続したときにＬレベルになる。 従って、この例では、回転状態信号の９０度〜２７０度の期間がＨレベル、その他の半分の期間がＬレベルの信号が連続Ｈ／Ｌ検出部４０の出力となる（図５（ｉｖ））。

アンドゲートＡＮＤ１の出力は、フリップフロップＦＦ３のＤ入力端に供給され、アンドゲートＡＮＤ２の出力は、フリップフロップＦＦ４のＤ入力端に供給される。 これらアンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２のクロック入力端には、クロックＣＬＫが供給されている。 従って、これらフリップフロップＦＦ３，ＦＦ４にアンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２の出力が取り込まれる。 フリップフロップＦＦ３，ＦＦ４の出力は、アンドゲートＡＮＤ３，ＡＮＤ４にそれぞれ入力される。 アンドゲートＡＮＤ３の他入力端には、連続Ｈ／Ｌ検出信号がそのまま入力され、アンドゲートＡＮＤ４の他入力端には、連続Ｈ／Ｌ検出信号が反転して入力されている。 従って、アンドゲートＡＮＤ３の出力には、立ち下がり検出信号の中の回転状態信号の０度に対応するパルスが除去され、１５０度、２１０度のパルスのみが残る。 また、アンドゲートＡＮＤ４の出力では、立ち上がり検出信号の中の回転状態信号の１８０度に対応するパルスが除去され、３０度、３３０度のパルスのみが残る。

アンドゲートＡＮＤ３の出力は、ＳＲラッチ回路ＳＲ１のセット入力端に供給され、アンドゲートＡＮＤ４の出力は、ＳＲラッチ回路ＳＲ１のリセット入力端に供給される（図５（ｖ））。 従って、図５（ｖｉ）に示すように、回転状態信号の３３０度でＨレベルになり、１５０度でＬレベルになるオフセット制御信号がＳＲラッチＳＲ１の出力に得られる。 このＳＲラッチＳＲ１の出力は、オフセット制御回路３２に供給され、Ｈレベルの際に所定のオフセット値（３０ガウス分）だけ回転状態信号に加算し、Ｌレベルの際に所定のオフセット値（３０ガウス分）だけ回転状態信号から減算する切り替え制御に利用される。

アンドゲートＡＮＤ３，ＡＮＤ４の出力は、オアゲートＯＲ１に入力される。 オアゲートＯＲ１の出力には、３３０度、３０度、１５０度、２１０度の４つのパルスを有する両エッジ信号が得られる（図５（ｖｉｉ））。 オフセット制御信号は、所定の遅延が施された後、フリップフロップＦＦ５のＤ入力端に供給される。 このフリップフロップＦＦ５のクロック入力端には、オアゲートＯＲ１からの両エッジ信号が供給されており、フリップフロップＦＦ５の出力には回転状態信号の３０度でＨレベルになり、２１０度でＬレベルなる信号が得られる（図５（ｖｉｉｉ））。

このフリップフロップＦＦ５の出力は、ノアゲートＮＯＲ１及びアンドゲートＡＮＤ５に入力され、ノアゲートＮＯＲ１及びアンドゲートＡＮＤ５の他入力端には、ＳＲラッチＳＲ１の出力が供給されている。 そこで、ノアゲートＮＯＲ１の出力には、３０〜１５０度の期間だけＨレベルとなる駆動制御信号ＯＵＴ１（図５（ｉｘ））、アンドゲートＡＮＤ５の出力には、２１０〜３３０度の期間だけＨレベルになる駆動制御信号ＯＵＴ２（図５（ｘ））が得られる。

そこで、駆動制御信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を出力回路１４に供給することによって、図２におけるトランジスタＱ１，Ｑ４、及びトランジスタＱ３，Ｑ２のオンオフを制御することで、上述したコイル２２の駆動電流制御が行われる。

図１においては、コイル２２に対向位置にホール素子３０を配置したため、コイル２２に同期した回転状態信号を得ることができるが、ホール素子３０の取付位置は必ずしも限定されない。 さらに、上述のように、回転状態信号に加減算するオフセット量を調整することで、１５０度通電なども容易に行うことができる。

ここで、１５０度通電は、１８０度通電に比べロータを回転させるパワーが小さい。 また、通電の開始が通電停止期間であると、ロータの回転が始まらず、回転状態信号が得られないため、起動のために何らかの対策が必要である。

本実施形態では、起動時において、通電方式を切り換える。 図６には、通電方式切り換えのための起動時制御回路の構成が示されている。

コンパレータ１０からのコンパレータ出力は、１５０度通電生成回路５０に入力される。 この１５０度通電生成回路５０は、図４で示される出力制御回路１２の構成を有する。 そして、この１５０度通電生成回路５０の出力は、１５０度通電駆動信号としてセレクタ５２に供給される。 このセレクタ５２には、コンパレータ出力がそのまま１８０度通電駆動信号として供給されている。 なお、実際には、このセレクタ５２には、コンパレータ出力をクロックＣＬＫで取り込んだ図４のフリップフロップＦＦ１の出力が１８０度通電用駆動信号として供給される。

セレクタ５２の出力は、セレクタ５４に供給されると共に、ＰＷＭ変換回路５６にも供給される。 このＰＷＭ変換回路５６には、セレクタ５２から供給される駆動制御信号（図４におけるＯＵＴ１，ＯＵＴ２）について、ＰＷＭ変調を施す。 すなわち、外部のマイコンなどにより、現在のモータ駆動状態において必要なパワーを決定し、これに応じてその時必要なパワーに応じたデューティ比を決定し、セレクタからの矩形波の駆動制御信号についてＰＷＭ変換する。 なお、この例では、所定のデューティ比のＰＷＭ入力が供給されており、この信号とセレクタの出力のアンドをとることによってＰＷＭ信号に変換する。

また、コンパレータ出力（フリップフロップＦＦ１出力）は、制御回路５８にも入力される。 制御回路５８は、カウンタ６０を有しており、入力されてくるコンパレータ出力の交番数をカウントする。 そして、このカウント結果に応じて、セレクタ５２，５４を制御して、出力する駆動制御信号を選択する。

制御回路５８は、例えば、起動時において、１８０度通電用駆動信号を選択し、カウント値が第１設定値に至った場合に、１５０度通電用駆動信号を選択し、カウント値が第２設定値に至った場合に、ＰＷＭ変換された駆動信号を選択する。

そして、セレクタ５４からの出力が、図２におけるトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲートに印加されて、コイル２２への電流供給が制御される。

図７には、駆動制御信号の波形について一例を示してある。 モータ停止時は、パワーセーブモードになっており、出力信号はない状態になっている。 駆動指令がくると、まずＰＷＭ信号がデューティ比１００％で起動される。 そして、準備期間Ｔ _WUの経過後図４の回路が起動して、ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に１８０度通電駆動制御信号が得られる。 そして、第２設定期間が経過した場合に、１８０度通電駆動制御信号に対し、所定のＰＷＭ信号が乗算された１８０度通電ＰＷＭ信号による駆動が開始される。

このように、この例では、１８０度通電→１８０度通電ＰＷＭ駆動という順で起動時の駆動が行われる。

図８には、駆動制御信号の波形についての他の例を示してある。 図７の場合と同様に、駆動指令がくると、まずＰＷＭ信号がデューティ比１００％で起動され、次に、ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に１８０度通電駆動制御信号が得られる。 そして、カウンタ６０が第１設定値に達して１８０度通電期間が経過した場合には、１５０度通電期間に入る。 そして、カウンタ６０が第２設定値に達して１５０度通電期間が経過した場合には、１５０度通電において、ＰＷＭ変換した駆動信号が出力される。

このように、この例では、１８０度通電→１５０度通電→１５０度通電ＰＷＭ駆動という順で起動時の駆動が行われる。

このように、本実施形態では、起動時には、まず矩形波の１８０度通電を行う。 従って、フルパワーでの確実で短期間のモータの起動が行える。 この１８０度通電期間は、モータの通常回転数にいたる期間に設定する。 その後は、ＰＷＭ駆動により省電力を図るが、１５０度通電期間を設ける、最適回転数に制御した後、ＰＷＭ駆動に移行すると、最適回転数に至るまでの時間を改善して、その後適切な省電力を図ることができる。 １５０度通電期間は、最適回転数に回転数を制御するのに必要な時間に設定することが好ましい。 また、ＰＷＭ駆動では、騒音も１８０度矩形波通電に比べ、小さくなる。 さらに、１５０度通電を行うことで、騒音の大幅改善を図ることができる。 また、１５０度通電を行うことで、逆トルクの発生を抑制して、さらなる省電力化も達成できる。

図９には、駆動制御信号のＰＷＭ変換の構成例を示してある。 このように、アンドゲートＡＮＤ１０により、両信号の論理積を取ることで、ＰＷＭ変換した駆動制御信号を得ることができる。

１０ コンパレータ、１２ 出力制御回路、１４ 出力回路、２２ コイル、２６ ロータ、３０ ホール素子、３２ オフセット制御回路、４０ 連続Ｈ／Ｌ検出部、５０ １５０度通電生成回路、５２，５４ セレクタ、５６ ＰＷＭ変換回路、５８ 制御回路、６０ カウンタ、１００ ドライバ、２００ モータ。