技术领域
[0001] 本
发明涉及窄带地基雷达在杂波环境中检测动目标领域，特涉及一种步进频相参处理检测低信杂比动目标的方法。
背景技术
[0002] 从强杂波背景中检测动目标是雷达的一个重要任务，同时也是一个难点。使用传统的AMTI或点最佳的AMTD在应对不同环境的地(海)杂波时，若不是实时的估计杂波环境并生产
滤波器系数，都不可避免的产生杂波剩余，使得动目标需要在检测过程中与这些剩余杂波进行
能量的竞争。杂波剩余可以分为两种情况：一是滤波器零陷与杂波的
功率谱形状不匹配，导致动目标滤波器的副瓣区域存在较强的杂波剩余；二是杂波的谱相对于PRF而言是较宽的，使得动目标在本身的滤波器
通带内也要和杂波竞争。无论是上述的哪种情况，或是两者情况的综合都会增大动目标的检测难度。因此必须找到一个能降低杂波在距离分辨单元内能量的方法。
[0003] 动目标检测的核心思想是提高动目标的SCNR，因此可以从降低动目标所处距离单元的杂波能量来提高动目标的SCR，通过相参积累来提高动目标的SNR，如此来综合提高动目标的SCNR。由于雷达发射的
信号是有限带宽的，因此在杂波所处距离单元的回波
采样点包含了信号
分辨率内所有杂波的回波信号能量和。对于常规窄带地面搜索雷达而言，一般情况下的雷达分辨率是大于探测动目标尺寸的。由此可知，该动目标回波信号在检测时不仅要和其本身所在
位置的杂波竞争，还要和动目标回波所处该雷达分辨单元内的其他位置杂波竞争。若提高雷达的分辨率，可以降低动目标所处距离单元的杂波功率，提升SCR。因此，步进频技术可以在不增加雷达接收机带宽的前提下，实现雷达的分辨率提升。但雷达所面对的强杂波环境和动目标的低SNR情况，并不能单纯依靠步进频来实现动目标的SCNR提升到可检测
水平，因此还需依靠相参积累手段相结合来实现提升动目标的SCNR。
[0004] 现有的窄带雷达技术方案都是在杂波滤除完全或是SCR预滤波到可接受水平的假设前提下去实现动目标的检测，但实际的强杂波区回波
信号处理结果中会含有一定强度的杂波剩余，因此会导致所使用的信号处理模型与实际回
波数据失配，表现为现有的动目标检测手段在强杂波环境下使用有时会失效。本方法正是为解决现有的信号处理方法在实际使用中所遇到的问题所提出的。
发明内容
[0005] 针对
现有技术中的传统信号处理技术对于低SCR动目标检测概率低的局限性，本发明提出了一种步进频相参处理检测低信杂比动目标的方法，通过脉间MTI、脉组步进频成像和像间相参处理的方法，实现了低SCNR动目标的检测。本发明通过将雷达发射脉间同频信号，脉组信号间
频率步进，在接收的信号处理中先将各载频脉组信号在组内完成等阶数的AMTI，将时间对齐后的各载频间AMTI的结果在
相位补偿后进行步进频相位合成，最后将步进频合成像在慢拍间完成相参积累，从而完成动目标与杂波剩余的分离，达到提高动目标SCNR被检测的目的。
[0006] 本发明的技术方案是：一种步进频相参处理检测低信杂比动目标的方法，顺序包括发射信号参数配置步骤、脉组内回波AMTI步骤、脉组回波相位补偿步骤、步进频成像及相参积累步骤，其特征在于：
[0007] 所述的发射信号参数配置步骤包括：
[0008] 1.1发射信号相参点数计算子步骤；
[0009] 根据雷达的发射PRF和波束驻留时间Tbeam，获得单波位的脉冲总个数N；根据雷达的
步进频率步长Δf和系统总带宽B，获得步进频合成频点个数NΔf；
[0010] 1.2单频点全相参最大点数计算子步骤；
[0011] 将步骤1.1计算得到的单波位脉冲总个数N，除以步进频合成频点个数NΔf，得到单频点全相参最大点数Nf-max；
[0012] 1.3AMTI滤波器阶数计算子步骤；
[0013] 将步骤1.2计算得到的单频点全相参最大点数Nf-max，带入AMTI滤波器阶数计算的约束条件，获得AMTI滤波器阶数Nmti；
[0014] 1.4像间相参积累点数计算子步骤；
[0015] 将步骤1.2和步骤1.3计算得到的单频点全相参最大点数Nf-max和AMTI滤波器阶数Nmti，计算得到像间相参积累点数Nfft；
[0016] 所述的脉组内回波AMTI步骤，使用各载频对应的等阶数AMTI滤波器完成杂波的初步滤除功能，包括下述子步骤：
[0017] 2.1AMTI滤波器生成子步骤；
[0018] 将步骤1.3得到的AMTI滤波器阶数Nmti，带入AMTI滤波器生成阶数约束条件中，根据杂波中心多普勒频点f0和多普勒谱宽σf，计算得到不同载频fc(i)下的AMTI滤波器H(τ)i_mti，并获得其初相
[0019] 2.2AMTI滤波子步骤；
[0020] 将步骤2.1中获得的AMTI滤波器H(τ)i_mti，分别对各个载频的回波信号Si(τ)在慢拍进行逐点滑窗滤波，得到初步滤除杂波后的信号
[0021] 所述的脉组回波相位补偿步骤，将各个载频的AMTI结果在时间上对齐，并完成脉间和脉组的相位补偿，包括下述子步骤：
[0022] 3.1回波慢拍时间对齐子步骤；
[0023] 将步骤2.2中的信号 依据载频变化顺序和脉内滤波顺序，排布形成步进频输入矩阵X(i,m)；
[0024] 3.2脉间相位补偿子步骤；
[0025] 将步骤3.1中的数据矩阵X(i,m)在脉内的慢时间维，按照补偿速度v和步骤2.1中的滤波器初相 进行相位补偿，获得数据矩阵Y(i,m)；
[0026] 3.3脉组相位补偿子步骤；
[0027] 将步骤3.2中的数据矩阵Y(i,m)在脉组间的大慢时间维，按照补偿速度v进行相位补偿，获得数据矩阵Z(i,m)；
[0028] 所述的步进频成像及相参积累步骤，将补偿完成的数据矩阵在矩阵的行列两个维度进行相参计算，包括下述子步骤：
[0029] 4.1步进频成像子步骤；
[0030] 将步骤3.3中的数据矩阵Z(i,m)，在载频步进维度进行IFFT运算，获得动目标与杂波混合的高分辨像，结果为矩阵U(i,m)；
[0031] 4.2像间精细距离单元相参积累子步骤；
[0032] 将步骤4.1中的数据矩阵U(i,m)，按照精细距离单元的分布，逐一在同一精细距离单元的不同像间进行FFT运算，FFT的点数是步骤1.4中Nfft的2的最小整数次幂，从而获得动目标与杂波分离的高分辨像，结果为矩阵P(i,m)；
[0033] 4.3动目标检测子步骤；
[0034] 将步骤4.2中的数据矩阵P(i,m)沿精细距离单元维方向在多普勒域上使用CFAR，完成达到聚焦检测水平的动目标检测；
[0035] 4.4动目标聚焦子步骤；
[0036] 将步骤4.2中的P(i,m)计算完毕后，更换补偿速度v的值，带入步骤3.2中，重复至步骤4.3的运算，直到遍历完成所有预置的补偿速度计算。
附图说明
[0037] 图1为本发明的发射信号参数配置
框图；
[0038] 图2为本发明的接收信号处理框图；
[0039] 图3为本发明的信号数据结构排布示意图；
[0040] 图4为本发明的AMTI结果的步进频合成像；
[0041] 图5为本发明的步进频像相参积累后的结果图；
[0042] 图6为本发明的CFAR动目标检测结果图；
[0043] 图7为单脉冲SCR＝-40dB的全相参传统信号处理结果图；
[0044] 图8为单脉冲SCR＝-80dB的全相参传统信号处理结果图。
具体实施方式
[0045] 名词解释：
[0046] AMTI：自适应动目标指示(Adapted Moving Targets Indication)。
[0047] AMTD：自适应动目标检测(Adapted Moving Targets Detection)。
[0048] SNR：
信噪比(Signal Noise Ratio)。
[0049] SCR：信杂比(Signal Clutter Ratio)。
[0050] SCNR：信杂噪比(Signal Clutter Noise Ratio)。
[0051] PRF：脉冲重复频率。
[0052] PRI：脉冲重复周期，是PRF的倒数。
[0053] FIR滤波器：有限长单位冲激响应滤波器(Finite Impulse Response)。
[0054] 快拍：同一个PRI内的采样时间计数。
[0055] 慢拍：不同PRI脉冲间的时间计数。
[0056] CFAR：恒虚警检测(Constant False Alarm Rate)。
[0057] MTD：动目标检测(Moving Targets Detection)。
[0058] LFM：线性调频信号(Linear Frequency Modulation)，其调频斜率为固定常数。
[0059] dB：分贝，一种强度比值单位，Y(dB)＝20log10(X)，X是幅度比值。
[0060] fd：频域多普勒(Frequency Doppler)。
[0061] 以下结合附图对本发明做进一步的说明。
[0062] 本发明提供一种步进频相参处理检测低信杂比动目标的方法,实现了窄带地面雷达在强杂波环境中动目标检测能
力提升的目的。
[0063] 如图1所示，本发明的发射信号参数配置部分顺序包括发射信号相参点数计算子步骤，单频点全相参最大点数计算子步骤，AMTI滤波器阶数计算子步骤，像间相参积累点数计算子步骤。
[0064] 如图2所示，本发明的接收信号处理部分顺序包括AMTI滤波器生成子步骤，AMTI滤波子步骤，回波慢拍时间对齐子步骤，脉间相位补偿子步骤，脉组相位补偿子步骤，步进频成像子步骤，像间精细距离单元相参积累子步骤，动目标检测子步骤，动目标聚焦子步骤。
[0065] 以下结合附图和具体
实施例对本发明进一步说明。
[0066] 本发明的一个具体实施例：
[0067] 一.所述的发射信号参数配置步骤
[0068] 1.1发射信号相参点数计算子步骤；
[0069] 根据雷达的发射PRF和波束驻留时间Tbeam，获得单波位的脉冲总个数N；根据雷达的步进频率步长Δf和系统总带宽B，获得步进载频点个数NΔf。
[0070] 本实施例采用杂波中检测单个运动目标模型，动目标速度8m/s，单脉冲脉压前SNR为0dB，发射信号带宽为2MHz，时宽300us的LFM，重频PRF为1KHz，波束驻留时间0.32s，单频点脉组脉冲数为20，MTI阶数为5，跳频频点数为16，
基础载频为5GHZ，平均单脉冲回波SCR为-80dB，杂波在粗距离单元内均匀分布，速度服从高斯分布(均值为0，标准差为0.32m/s)，每个基础距离单元拥有200个服从瑞利分布的小散射单元杂波点和10个较强的强散射单元杂波点。波束驻留时间内的脉冲总个数为：
[0071] N＝Tbeam·PRF
[0072] 步进载频点个数为：
[0073] NΔf＝B/Δf
[0074] 1.2单频点全相参最大点数计算子步骤；
[0075] 将步骤1.1计算得到的单波位脉冲总个数N，除以步进频合成频点个数NΔf，得到单频点全相参最大点数Nf-max为：
[0076] Nf-max＝N/NΔf
[0077] 1.3AMTI滤波器阶数计算子步骤；
[0078] 将步骤1.2计算得到的单频点全相参最大点数Nf-max，带入AMTI滤波器阶数计算的约束条件，获得AMTI滤波器阶数Nmti。约束条件为：
[0079] Nmti＜Nf-max-8
[0080] 1.4像间相参积累点数计算子步骤；
[0081] 将步骤1.2和步骤1.3计算得到的单频点全相参最大点数Nf-max和AMTI滤波器阶数Nmti，计算得到像间相参积累点数Nfft：
[0082] Nfft＝Nf-max-Nmti+1
[0083] 二.所述的脉组内回波AMTI步骤，使用各载频对应的等阶数AMTI滤波器完成杂波的初步滤除功能，包括下述子步骤：
[0084] 2.1AMTI滤波器生成子步骤；
[0085] 将步骤1.3得到的AMTI滤波器阶数Nmti，带入AMTI滤波器生成阶数约束条件中，根据杂波中心多普勒频点f0和多普勒谱宽σf，计算得到不同载频fc(i)下的AMTI滤波器H(τ)i_mti，并获得其初相
[0086]
[0087]
[0088] h(τ)mti＝A-1·(-w0U)
[0089]
[0090] 其中：(·)-1表示求逆，j为 (·)T表示转置，Rc表示杂波
自相关矩阵，f0为杂波中心多普勒频点，σf为对应不同载频计算得到的多普勒谱宽，τmn表示慢拍时间，U＝(1,0,…,0)T，w0为非0常数，A为f0处FIR滤波器定义的泰勒级数m阶导矩阵，Tα,α＝1,2,3,...,m，表示慢拍的积累时间。AMTI滤波器H(τ)i_mti的初相 可通过滤波器幅频响应曲线测量获得，初相是AMTI滤波器固有特性，当滤波器系数确定时，初相即固定。
[0091] 2.2AMTI滤波子步骤；
[0092] 将步骤2.1中获得的AMTI滤波器H(τ)i_mti，分别对各个载频的回波信号Si(τ)在慢拍进行逐点滑窗滤波，得到初步滤除杂波后的信号
[0093]
[0094] 其中，表示卷积。
[0095] 三.所述的脉组回波相位补偿步骤，将各个载频的AMTI结果在时间上对齐，并完成脉间和脉组的相位补偿，包括下述子步骤：
[0096] 3.1回波慢拍时间对齐子步骤；
[0097] 将步骤2.2中的信号 依据载频变化顺序和脉内滤波顺序，排布形成步进频输入矩阵X(i,m)：
[0098]
[0099] 其中，m＝1,2,3,...,Nfft，i的最大值为NΔf。
[0100] 单波位接收信号数据结构排布如图3所示。可以看到各载频收到的回波信号脉组内(脉间)滑窗AMTI的结构，脉组AMTI结果进行步进频合成的排布。
[0101] 3.2脉间相位补偿子步骤；
[0102] 将步骤3.1中的数据矩阵X(i,m)在脉内的慢时间维，按照补偿速度v和步骤2.1中的滤波器初相 进行相位补偿，获得数据矩阵Y(i,m)：
[0103]
[0104] 其中，C为光速，fc(i)是步进的载频，下标i是步进标号。
[0105] 3.3脉组相位补偿子步骤；
[0106] 将步骤3.2中的数据矩阵Y(i,m)在脉组间的大慢时间维，按照补偿速度v进行相位补偿，获得数据矩阵Z(i,m)：
[0107]
[0108] 其中，C为光速，fc(i)是步进的载频，下标i是步进标号。
[0109] 四.所述的步进频成像及相参积累步骤，将补偿完成的数据矩阵在矩阵的行列两个维度进行相参计算，包括下述子步骤：
[0110] 4.1步进频成像子步骤；
[0111] 将步骤3.3中的数据矩阵Z(i,m)，在载频步进维度进行IFFT运算，获得动目标与杂波混合的高分辨像，结果为矩阵U(i,m)：
[0112] U(i,m)＝ifft(Z(i,m))col
[0113] 其中，ifft[·]表示快速傅里叶逆变换，(·)col表示在数据矩阵的列维度进行运算。
[0114] 单个AMTI在各频点间步进频成像的结果如图4所示。从图中可以看到原始的粗距离单元，被均匀分离成了16个精细的距离单元，杂波剩余均匀的分布在1401号粗距离单元对应的所有精细距离单元中，动目标被杂波掩盖。
[0115] 4.2像间精细距离单元相参积累子步骤；
[0116] 将步骤4.1中的数据矩阵U(i,m)，按照精细距离单元的分布，逐一在同一精细距离单元的不同像间进行FFT运算，FFT的点数是步骤1.4中Nfft的2的最小整数次幂，从而获得动目标与杂波分离的高分辨像，结果为矩阵P(i,m)：
[0117]
[0118] 其中，fft[·]表示快速傅里叶逆变换， 表示Nfft的2的最小整数次幂运算，()row表示在数据矩阵的行维度进行运算。
[0119] 第1401号粗距离单元中的16个精细距离单元在进行16个AMTI结果的相参积累后的结果如图5所示。当速度补偿值与动目标的真实速度值匹配时，可以看到动目标能量聚焦，并与杂波剩余在归一化后的多普勒维度分离开，从而保证了动目标可被检测性。
[0120] 4.3动目标检测子步骤；
[0121] 将步骤4.2中的数据矩阵P(i,m)沿精细距离单元维方向在多普勒域上使用CFAR，完成达到聚焦检测水平的动目标检测。
[0122] 第1401号粗距离单元中的动目标CFAR检测结果如图6所示。可以看到杂波剩余在检测过程中被抑制，没有检测出虚警点；动目标被正常检测到。
[0123] 4.4动目标聚焦子步骤；
[0124] 将步骤4.2中的P(i,m)计算完毕后，更换补偿速度v的值，带入步骤3.2中，重复至步骤4.3的运算，直到遍历完成所有预置的补偿速度计算。
[0125] 本发明步骤中，可替代的方案是：在步骤1.1中，若脉组内发射的基带信号初相不同，则应在步骤2.2慢拍信号与滤波器卷积前补偿。在步骤1.1中，若脉组内发射的基带信号初相相同，不同载频间的基带信号不同，则应在步骤3.2中与滤波器初相一同补偿。
[0126] 本发明的有益效果是：
[0127] 在步骤1.1中发射信号的参数可以灵活配置，使得基带信号拥有较强的低截获概率，但又可以达到宽带信号探测的效果。载频跳变与脉组信号组成的规律不同于典型的步进频信号信号处理流程，使得干扰机难以识别。
[0128] 在步骤2.1中使用了点最佳与零陷最平坦相结合的AMTI滤波器，使得滤波器的零陷位置和宽度可控，相比于常规的MTI滤波器，进一步减小了由于零陷形状与杂波谱不匹配所造成的杂波泄露。使用AMTI而不是AMTD，则是考虑到动目标可能在不同的载频下出现在不同的滤波器通带中，从而省去了不同滤波器通带相互
配对的庞大计算量。
[0129] 在步骤3.2中考虑到了动目标在AMTI滤波器输出慢拍相位的变化情况，从而造成的动目标精细距离单元的像在不同的慢拍发生位移而无法聚焦的结果。因此对每个AMTI滤波器的结果进行相位补偿，既保证了杂波的初步滤除，又固定了动目标在精细距离单元的像中的位置。
[0130] 在步骤3.3中对脉组相位补偿是考虑到了此发明方法异于典型步进频的脉间跳频设计，因此需要计算动目标在脉组间的相位变化，进而补偿后可以完成步进频相干合成精细像的步骤。
[0131] 如图5所示，在步骤4.2中步进频合成精细像后动目标依然与杂波在粗距离单元上重合，但动目标所在精细距离单元的杂波能量降低，使得动目标在杂波剩余的多普勒副瓣区不再被掩盖，从而可以被有效检测。
[0132] 本发明相比于传统全相参信号处理的得益如图7和图8所示。在图7中，当全脉冲积累点数和本发明所设置的值相同时，将SCR的仿真条件松弛到-40dB时，传统信号处理得到的动目标强度比杂波副瓣强约10dB，刚刚达到CFAR的可检测
门限。在图8中，若将SCR的仿真强度保持和本发明所设一致时(SCR＝-80dB)，动目标在传统信号处理流程下将完全淹没在杂波副瓣以下，完全无法被检测到。对比图7和图8可知，动目标在SCR＝-80dB时，全相参积累后的SCR约为-30dB，远小于CFAR的检测门限(检测门限为SCR＝15dB)，因此动目标无法被检测到。而本发明的效果如上一段所述，动目标可以被检测到。
