技术领域
[0001] 本
发明具体涉及一种单级无桥
软开关谐振隔离型功率因数校正电路及其控制方法，属于电
力电子技术领域。
背景技术
[0002] 随着电力电子设备的广泛应用，其对电力系统的谐波污染越来越严重。开发高效率、高功率因数的变换器拓扑及其控制方式已成为研究热点。目前传统隔离型功率因数校正电路采用两级拓扑方案。前级采用低频
二极管整流，并结合DC-DC（直流变直流）实现功率因数校正，后级采用高频隔离DC-DC方案，实现
电压调节，由于采用两级结构，且输入端采用不控二极管整流，存在元器件较多、转换效率低和输入功率因数低等缺点。
发明内容
[0003] 因此，本发明针对
现有技术中的上述不足，提出一种新型单极隔离方案。
[0004] 具体的，本发明提供了一种无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路，包括无桥输入端，所述无桥输入端包括输入电感、第一开关管、第二开关管、第一寄生电容、第二寄生电容、第一
整流二极管、第二整流二极管、第一反并联二极管、第二反并联二极管，所述无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路还包括第三开关管、钳位电容、第三反并联二极管、谐振电感、原边电容、隔离
变压器、副边电容、副边
整流桥、输出电容；
[0005] 输入电感一端连接输入端电源正极，输入电感另一端连接在第一开关管的发射极与第二开关管的集
电极之间，输入端电源负极连接在第一整流二极管的
阳极与第二整流二极管的
阴极之间，第一开关管的集电极依次连接第一整流二极管的阴极、第三开关管的发射极和原边电容，谐振电感连接在原边电容和隔离变压器之间，第二开关管的发射极依次连接第二整流二极管的阳极、钳位电容负极、隔离变压器原边的另一端，第三开关管的集电极连接钳位电容的正极，第一寄生电容、第一反并联二极管均并联在第一开关管的集电极和发射极之间，第二寄生电容、第二反并联二极管均并联在第二开关管的集电极和发射极之间，第三反并联二极管并联在第三开关管的集电极和发射极之间，副边整流桥一端通过副边电容连接变压器副边，副边整流桥另一端连接输出电容。
[0006] 进一步的，所述副边整流桥包括四个输入整流二极管组成的全桥整流电路。
[0007] 本发明还提供了一种基于上述一种无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路的软开关控制方法，所述控制方法通过在工作周期内控制开关管导通和关断来实现，所述工作周期具体包括：
[0008] 第一阶段：
[0009] 第一开关管和第二主开关管导通，第三开关管关断，输入电感电
流线性增加，谐振电感
电流增加，但其方向为负，谐振电容电压增加，隔离变压器副边电流为负，副边电容电压减小，且谐振电感电流由负值逐渐增加到零，给输出电容充电，
输出电压增加；
[0010] 第二阶段：
[0011] 第一开关管和第主开关管保持导通，第三开关管保持关断，输入电感电流保持线性增加，谐振电感电流由负变正，原边电容开始放电，原边电容电压开始减小，隔离变压器副边电流由负变正，副边电容开始充电，副边电容电压升高，输出电容电压升高；
[0012] 第三阶段：
[0013] 第一开关管和第二开关管开始关断，第三开关管保持关断，输入电感电流开始线性减小,谐振电感电流也开始减小，但依然为正值。输入电感电流给第二开关管的第二寄生电容充电，第二寄生电容电压开始升高。副边电流保持为正值，并给副边电容充电，副边电容电压增加，第三开关管的第三反并联二极管开始导通，开始给钳位电容充电；
[0014] 第四阶段：
[0015] 第一开关管和第二开关管保持关断,第三开关管开通，输入电感电流保持线性减小，谐振电感电流开始由减小，但方向为正，直至减小到零，副边电流保持正值并给副边电容充电，副边电容电压增加，输出电容电压增加，直至谐振电感电流减小到零；
[0016] 第五阶段：
[0017] 第一开关管和第二开关管关断，第三开关管开通，谐振电感电流开始由零反向增加，钳位电容开始放电。副边电流开始反向变成负值，副边电容电压减小，输入电感电流保持线性减小；
[0018] 第六阶段：
[0019] 第三开关管关断，谐振电感电流开始减小,方向为负，此时谐振电感中存储的
能量大于第二寄生电容存储的能量，第二寄生电容电压将被放电至零，此时第一开关管、第二开关管的反并联二极管导通，若此时开通第一开关管、第二开关管，则第一开关管、第二开关管处于零电压开通状态，另一个周期开始。
[0020] 本发明的有益效果在于：本发明提供的一种单级无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路，相比于现有技术的两级变换方案，采用无桥拓扑结构，结合软开关技术，实现功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）、输入输出电压隔离和调节输出电压，由于其单级结构且仅经过一级功率变换，具有转换效率高、控制简单、低成本和输入电流谐波含量低和功率因数高等优点。
附图说明
[0021] 图1为本发明一种无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路的电路拓扑图；
[0022] 图2是本发明一种无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路的控制方法的全周期示意图；
[0023] 图3是第一阶段的等效电路图；
[0024] 图4是第二阶段的等效电路图；
[0025] 图5是第三阶段的等效电路图；
[0026] 图6是第四阶段的等效电路图；
[0027] 图7是第五阶段的等效电路图；
[0028] 图8是第六阶段的等效电路图；
[0029] 图9a、图9b分别为主开关管及辅开关管的驱动
波形和电压
应力波形图；
[0030] 图10为输入电压分别为220V时，输出功率从空载到满载（1000W）时，变换器的转换效率图；
[0031] 图11为输入电压分别为220V时，输出功率从空载到满载时（1000W）时，输入电流谐波含量图。
具体实施方式
[0032] 下面结合附图对本发明的具体实施方式进行说明：
[0033] 本
实施例提出一种单级隔离方案。采用无桥拓扑结构，结合软开关技术，实现输入输出电压隔离、功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）和调节输出电压。电路拓扑如图1所示。
[0034] 主电路部分采用基于谐振隔离型软开关方案。由输入整流二极管D1、D2和开关管S1、S2组成的无桥输入端、辅开关管S3、升压电感L、功率管寄生电容Cr、钳位电容CC、高频隔离变压器T1、谐振电感Lr、原边电容CP、副边电容CS和整流二极管D3、 D4、D5和D6、输出电容Co构成。定义S1和S2为主开关管，S3为辅开关管。其中，S1和S2的驱动
信号相同。主管和辅管按照互补开通方式工作，可以实现三个开关管的ZVS零电压导通。谐振电感Lr和原边电容CP构成
谐振电路，谐振
频率可以大于、小于或等于开关频率。为了便于分析，以开关频率高于谐振频率为例进行分析，同时仅分析交流输入电压为正半周期时的工作情况，输入电压为负半周期类似。下面分六个阶段来进行分析，全周期示意图如图2所示, 在一个开关周期内，采用有源钳位技术，实现主开关管和辅开关管的零电压开通。本发明的电路和控制方法，具有能实现输入输出电压隔离、所需元器件少、转换效率高、控制简单和功率因数高等优点。
[0035] 第一阶段(t0-t1)：
[0036] t0时刻，主开关管S1和S2导通，辅开关管S3关断。输入电感电流is线性增加，谐振电感电流iLr增加，但其方向为负，谐振电容电压UCp增加。变压器副边电流isec为负，电容电压UCs减小。且逐渐变成零，并给输出电容Cout充电，且电压Uout增加。二极管D3和D6导通。
[0037] 变压器原边形成两个回路。电源Us正端、电感L、开关管S1、电容CP、电感Lr、二极管D2和电源Us负端形成回路1。开关管S1、电容CP、电感Lr、开关管S2形成回路2。其等效电路图如图3所示。此状态一直持续到t1时刻, 谐振电感电流iLr增加到零。
[0038] 第二阶段(t1-t2)：
[0039] t1时刻，主开关管S1和S2保持导通，辅开关管S3保持关断，输入电感电流is保持线性增加。谐振电感电流iLr由负变正，电容Cp开始放电，谐振电容电压UCp开始减小。变压器副边电流由负变正，副边二极管D4、D5导通，电容CS开始充电，电容电压UCs升高，输出电容电压Uout升高。
[0040] 电压器原边形成两个回路。电源Us正端、电感L、开关管S2、二极管D2和电源Us负端形成回路1。开关管S1、电容CP、电感Lr、开关管S2形成回路2。其等效电路图如图4所示。
[0041] 第三阶段(t2-t3)：
[0042] t2时刻，主开关管S1和S2开始关断，辅开关管S3保持关断。输入电感电流is开始线性减小,谐振电感电流iLr也开始减小，但依然为正值。电感电流is给主开关管S2寄生电容Cr2充电，电容电压UCr开始升高。副边二极管D4和D5一直导通，电容Cs保持充电，电容电压UCs增加。辅管S3寄生二极管开始导通，开始给钳位电容Cc充电。此过程时间较短，在此过程中输入电感电流is大小基本保持恒定。
[0043] 变压器原边形成三个回路。电源Us正端、电感L、开关管S1、钳位电容CC、二极管D2和电源Us负端形成回路1。电源Us正端、电感L、开关管S2、二极管D2和电源Us负端形成回路2。开关管S3、电容CP、电感Lr、钳位电容CC形成回路3。其等效电路图如图5所示。
[0044] 第四阶段(t3-t4)：
[0045] t3时刻，主开关管S1和S2保持关断,辅开关管S3开通。输入电感电流is保持线性减小。谐振电感电流iLr开始由减小，但方向为正，到t4时刻减小到零。副边二极管D4和D5保持导通，并给电容Cs充电，电容电压UCs增加，输出电容电压Uout增加。直到t4时刻，谐振电感电流iLr减小到零。
[0046] 变压器原边形成两个回路。电源Us正端、电感L、开关管S1、钳位电容CC、二极管D2和电源Us负端形成回路1。开关管S3、电容CP、电感Lr、钳位电容CC形成回路2。由于辅开关管S3的反并联二极管已经导通，辅开关管处于零电压(ZVS)开通状态。其等效电路图如图6所示。
[0047] 第五阶段(t4-t5)：
[0048] t4时刻，主开关管S1 和S2关断，辅开关管S3开通。谐振电感电流iLr开始由零反向增加，钳位电容CC开始放电。副边二极管D3和D6导通，电容电压UCs减小。输入电感电流is保持线性减小。
[0049] 变压器原边形成两个回路。电源Us正端、电感L、开关管S1、电容Cp、电感Lr、二极管D2和电源Us负端形成回路1。开关管S3、电容CP、电感Lr、钳位电容CC形成回路2。其等效电路图如图7所示。
[0050] 第六阶段(t5-t6)：
[0051] t5时刻，辅开关管S3关断。谐振电感电流iLr开始减小,方向为负。假设谐振电感Lr中存储的能量大于寄生电容Cr2存储的能量，寄生电容电压将被放电至零，此时主开关管S2的反并联二极管导通。若此时开通主开关管，则主管处于零电压开通状态。t6时刻开通S1和S2，另一个周期开始。
[0052] 变压器原边形成两个回路。电源Us正端、电感L、开关管S1、电容Cp、电感Lr、二极管D2和电源Us负端形成回路1。开关管S1、电容Cp、电感Lr、开关管S2形成回路2。其等效电路图如图8所示。
[0053] 根据上述技术方案，搭建了1KW样机。参数如下：变压器原边和副边
匝比8:12，电感L=0.5mH、开关管S1、S2和S3工作频率85KHz，电容Cp=4uF、电感Lr=5uH、电容Cs=2.2uF。
[0054] 当输入电压为正半周期时，图9为开关管驱动波形和电压应力波形。图9a为主开关管S2驱动及电压应力波形，图9b为辅开关管S3驱动及电压应力波形，由图可知，功率管开通时，开关管漏源电压接近于零，处于零电压开通状态。由于开关管S1在正半周期，反并联二极管处于导通状态，所以也处于零电压开通状态。输入电压为负半周期情况类似。
[0055] 图10为输入电压分别为220V时，输出功率从空载到满载（1000W），变换器的转换效率图，由图可知，最高效率达到95.2%。
[0056] 图11为输入电压分别为220V时，输出功率从空载到满载时（1000W）时，输入电流畸变率，由图11可知，输入电流畸变率最低为3.1%。
[0057] 以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
