具有短路保护的相位控制调光器电路
阅读：678发布：2020-05-15
专利汇可以提供具有短路保护的相位控制调光器电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且用于控制到负载的交流(AC)电 力 的后沿 相位 控制调光器 电路 ，其具有 短路 保护，其中 开关 控制电路包括过零检测电路，该过零检测电路被配置为检测AC的过零以及检测整流的调光器 电压 的第一 阈值 和第二阈值的交叉，以及其中过零检测电路还被配置为当整流的调光器电压低于第一阈值时启动开关电路以开始导通时段中的一个导通时段，以及当整流的调光器电压高于第二阈值时启动开关电路以提前终止导通时段中的一个导通时段以便为后沿相位控制调光器电路提供短路保护。，下面是具有短路保护的相位控制调光器电路专利的具体信息内容。
1.一种后沿相位控制调光器电路，其具有短路保护，用于控制到负载的交流(AC)电力，所述电路包括：
开关电路，其用于通过在导通状态下向所述负载传导电力而在关断状态下不向所述负载传导电力来控制向所述负载传送AC电力，其中所述导通状态是导通时段，所述关断状态是非导通时段；
开关控制电路，其用于控制在所述AC的每半个周期所述开关电路的切断和接通，以控制所述开关电路的所述导通状态和关断状态的切换；以及
整流器，其用于在所述非导通时段中对所述AC电力进行整流，以产生要提供给所述调光器电路的整流的调光器电压，
其中，所述开关控制电路包括过零检测电路，所述过零检测电路被配置为：检测所述AC的过零以及检测所述整流的调光器电压的第一阈值和第二阈值的交叉，其中所述过零检测电路进一步被配置为：当所述整流的调光器电压低于所述第一阈值时启动所述开关电路以开始所述导通时段中的一个导通时段，以及当所述整流的调光器电压高于所述第二阈值时启动所述开关电路以提前终止所述导通时段中的一个导通时段，用于为所述后沿相位控制调光器电路提供短路保护；
并且其中，所述第二阈值能够基于从对所述第一阈值的正反馈产生的可编程滞后电平而发生变化。
2.根据权利要求1所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述开关电路包括两个MOSFET，用于在所述AC的每半个周期分别控制切断和接通到所述关断和导通状态。
3.根据权利要求2所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述MOSFET具有栅极驱动锁存器，所述栅极驱动锁存器在所述过零检测电路检测到所述整流的调光器电压低于所述第一阈值时，在所述AC的每半个周期将所述MOSFET锁存到所述导通状态。
4.根据权利要求3所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述MOSFET栅极驱动锁存器在所述导通时段结束时在所述AC的每半个周期将所述MOSFET解锁到所述关断状态，并且所述MOSFET栅极驱动锁存器在所述过零检测电路检测到所述整流的调光器电压高于所述第二阈值时将所述MOSFET解锁到所述关断状态。
5.根据权利要求4所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述开关控制电路进一步包括快速切断电路，所述快速切断电路用于在所述过零检测电路检测到所述整流的调光器电压高于所述第二阈值时控制所述MOSFET的短路切断过渡，解锁到所述关断状态，延伸达到所选择的短路切断过渡时间。
6.根据权利要求5所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述短路切断过渡时间与所述MOSFET的MOSFET栅极电容的放电时间成比例。
7.根据权利要求6所述的后沿相位控制调光器电路，其中，用于控制所述短路切断过渡的所述快速切断电路包括晶体管Q13，其被配置为被拉低以使得所述MOSFET栅极电容经由电阻器R20放电，所述电阻器R20具有为选择所述MOSFET栅极电容的放电时间而选择的电阻。
8.根据权利要求7所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述电阻器R20是1KΩ电阻器。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述过零检测电路包括差分晶体管对Q1和Q2，用于实现确定所述整流的调光器电压是否低于所述第一阈值以及高于所述第二阈值的比较器功能。
10.根据权利要求9所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述过零检测电路将所述比较器功能的确定输出到所述开关控制电路的导通时段定时电路，所述导通时段定时电路被配置为确定所述导通时段，以及其中所述导通时段定时电路被配置为基于所述输出改变所述导通时段。
11.根据当附加到权利要求7时的权利要求10所述的后沿相位控制调光器电路，其中，所述导通时段定时电路进一步包括定时器输出晶体管Q7和Q8，其在所述导通时段期间不导通，以使得所述导通时段定时电路的自偏置晶体管Q9能够为所述快速切断电路的选通晶体管Q14提供基极驱动电流。
具有短路保护的相位控制调光器电路
技术领域
背景技术
[0003] 调光器电路通常用于控制到诸如光源的负载的电力，特别是交流(AC)电源电力(mains power)。在一种现有方法中，可以使用相位控制调光来调光光源，由此通过改变在AC的周期期间连接负载到电源电力的开关导通的时间量(即，改变占空时间)来控制提供给负载的电力。具体地，在交流的每半个周期期间将到负载的AC电力切换为导通(ON)和关断(OFF)，并且根据相对于每半个周期的关断时间的导通时间量来提供负载的调光量。
[0004] 相位控制调光器电路通常操作为后沿或前沿调光器电路，并且这两个电路适合于不同的应用。在前沿电路中，在每半个周期开始时切断电力。在后沿电路中，在每半个周期后部(例如，朝向每半个周期的结束)切断电力。前沿调光器电路通常更好地适于控制到感应负载的电力，诸如小风扇电动机和铁芯低压照明变压器。另一方面，后沿调光器电路通常更好地适于控制到电容性负载的电力，电容性负载诸如用于发光二极管(LED)灯的驱动器。
[0005] 相位控制调光器电路通常采用高电压对负载接通和切断AC电力。通常，调光器电路和负载与AC电力串联连接。因此，如果负载电路中或负载本身出现缺陷，则调光器电路将短路视为负载，其可能导致损坏负载和/或调光器电路的高电流的突然浪涌。相应地，示例性现有技术的相位控制调光器电路采用各种技术来提供短路保护，以防止负载故障，例如负载电路的不正确走线。
[0006] 更具体地，在MOSFET开关调光器电路的现有示例中，短路事件或过电流条件可以通过以下来确定：监测串联电流感测电阻器元件上的电压降，监测MOSFET的本征二极管上(当本征二极管正向偏置时在AC半周期极性中)的电压降，或者监测MOSFET沟道电阻两端的电压降(当本征二极管反向偏置时在AC半周期极性中)。在监测MOSFET沟道电阻两端的电压降的示例中，需要附加比较器电路。本领域技术人员将理解，MOSFET沟道电阻是MOSFET开关调光器电路的导通状态电阻的分量。例如，在最高工作温度下MOSFET的导通状态电阻为1Ω。
[0007] 在该示例中，调光器电路是后沿相位控制调光器电路，其具有用于控制传送AC电力到负载的MOSFET开关电路以及用于控制切换MOSFET的开关控制电路。MOSFET被配置为使得它们在AC电力的不同极性半周期内交替地控制到负载的电力传送。也就是说，MOSFET在AC的每个周期分别接通和切断开关电路，使得负载(例如，用于LED下射灯的驱动器)与每个周期中开关电路被切断的时间量成比例地变暗。示例性开关电路的MOSFET具有由若干电阻分量组成的ON状态(导通状态)电阻，包括：MOSFET源极扩散电阻、沟道电阻、累积电阻、“JFET”部件电阻、漂移区电阻和衬底电阻。在示例中，附加比较器电路用于将MOSFET导通状态电压降与参考电压进行比较，以确定在示例性调光器电路和/或负载中是否发生短路状况。如果MOSFET导通状态电压降大于参考电压，则比较器电路激活断电(cut-out)电路以从MOSFET去除栅极驱动。
[0008] 本领域技术人员将理解，MOSFET导通状态电压降指示负载电流。负载电流的大小的增加表示发生短路状况，并且MOSFET的栅极电压随后被修改以切断MOSFET。然而，当MOSFET在非导通状态下被切断时，比较器电路必须具有经选择以承受MOSFET两端的高电压的组件，这增加了示例性调光器电路的附加复杂性和成本。
发明内容
[0009] 相应地，在一个方面，本发明提供了一种具有短路保护的用于控制到负载的交流(AC)电力的后沿相位控制调光器电路，电路包括：开关电路，其用于通过在导通状态下向负载传导电力而在关断状态下不向负载传导电力来控制向负载传送AC电力，其中，导通状态是导通时段，关断状态是非导通时段；开关控制电路，其用于控制在AC的每半个周期开关电路的切断和接通，以控制开关电路的导通状态和关断状态的切换；以及整流器，其用于在非导通时段中对AC电力进行整流，以产生要提供给调光器电路的整流的调光器电压，其中开关控制电路包括过零检测电路，过零检测电路被配置为：检测AC的过零以及检测整流的调光器电压的第一阈值和第二阈值的交叉，其中过零检测电路还被配置为：当整流的调光器电压低于第一阈值时启动开关电路以开始导通时段中的一个导通时段，以及当整流的调光器电压高于第二阈值时启动开关电路以提前终止导通时段中的一个导通时段，用于为后沿相位控制调光器电路提供短路保护。
[0010] 在实施例中，开关电路包括两个MOSFET，用于在AC的每半个周期分别控制切断和接通到关断和导通状态。开关控制电路因此提供MOSFET的栅极控制，以控制MOSFET的切断和接通。在其它实施例中，开关电路包括其它开关器件，诸如其它场效应晶体管，以在AC的每半个周期控制切断和接通。替代地，开关电路包括代替FET的IGBT开关器件。
[0011] 在实施例中，MOSFET具有栅极驱动锁存器，栅极驱动锁存器在过零检测电路检测到整流的调光器电压低于第一阈值时，在AC的每半个周期将MOSFET锁存到导通状态。此外，MOSFET栅极驱动锁存器在导通时段结束时在AC的每半个周期将MOSFET解锁到关断状态，并且MOSFET栅极驱动锁存器在过零检测电路检测到整流的调光器电压高于第二阈值时将MOSFET解锁到关断状态。也就是说，调光器电路被配置为在每半个周期过零处有效地锁存到导通时段中，并且随后在预先确定的半周期导通时段结束时被解锁，或者如果检测到短路状况在预先确定的半周期导通时段之前被提前解锁。
[0012] 此外，本实施例采用MOSFET导通状态电阻作为实现短路切断的电流感测元件。MOSFET被布置为锁存功能的一部分，其在过零较低阈值事件时锁存到导通状态。MOSFET从关断状态改变到导通状态，保持过零检测器输出处于有源状态，其为了保持MOSFET处于导通状态而导通，从而实现锁存的导通状态条件。在半周期导通时段中的短路负载条件下，MOSFET导通状态电压与导通状态电阻和短路电流大小的乘积成正比地上升。
[0013] 优选地，基于MOSFET导通状态电阻(即，当热时)的最坏情况条件和期望电流阈值来选择整流的调光器电压的第二阈值。例如，对于具有1Ω的最大导通状态电阻和15A的目标电流切断阈值的MOSFET，所选择的用于过零检测电路的第二阈值为15V。应当理解，期望的是，较低性能的MOSFET(例如，具有较高导通状态电阻的MOSFET)将需要使用较低的第二(例如，断电)阈值来运行，以避免在持续的短路负载条件下过度的温度上升。另外，第二断电阈值需要具有比在调光器电路的正常操作条件下经历的峰值电流更高的足够余量。例如，针对2A额定调光器，这对于电阻性负载可以是大约3A，但是在考虑诸如用于例如电容性负载的负载涌入电流的问题时可以超过10A。
[0014] 此外，开关控制电路控制MOSFET在导通状态和关断状态之间的切断过渡，延伸达到所选择的切断过渡时间，以及控制MOSFET在导通状态和关断状态之间的接通过渡，延伸达到所选择的切断过渡时间。切断过渡时间与MOSFET的MOSFET栅极电容的放电时间成比例。本领域技术人员将理解，MOSFET开关使用栅极电压控制漏极电流。然而，MOSFET具有影响MOSFET的开关时间的输入和输出电容。因此，例如，当切换到关断状态时，MOSFET通过切断过渡而过渡，而MOSFET电容(特别是MOSFET栅极电容)被放电，这在切断过渡时间上发生。在短路条件期间，优选地，MOSFET短路切断过渡时间应该尽可能快地发生，以避免由于在短路条件下发生的异常高电流而由MOSFET导致的过多能量耗散。
[0015] 在实施例中，开关控制电路还包括快速切断电路，快速切断电路用于在过零检测电路检测到整流的调光器电压高于第二阈值时控制MOSFET的短路切断过渡，解锁到关断状态，延伸达所选择的短路切断过渡时间。快速切断电路是除了开关控制电路的正常操作条件切断电路之外的用于控制导通时段的切断过渡的电路。本领域技术人员应当理解，当接通和切断到负载的电力时，切断过渡影响导致电磁干扰(EMI)发射的传导谐波的产生。相应地，现有示例性后沿相位控制调光器电路已经被配置为在开关电路的导通和非导通状态之间产生更平缓的过渡，以使这些EMI发射最小化。例如，在现有的后沿调光器电路中，开关在每半个周期的切断过渡时间增加，使得电力被更加平缓地切断到负载，以减小所产生的引起EMI发射的相关联的射频(RF)谐波的幅度，并从而最小化线路传导的EMI发射。在后沿调光器电路中，由于在AC的过零处执行接通，所以开关电路的切断提供比接通更大的EMI发射。
[0016] 尽管如此，在实施例中，用于控制短路切断过渡的快速切断电路包括晶体管Q13，晶体管Q13被配置为被拉低以使得MOSFET栅极电容经由电阻器R20放电，电阻器R20具有为选择MOSFET栅极电容的放电时间而选定的电阻。例如，电阻器R20是1KΩ电阻器，其提供MOSFET栅极电容的快速放电时间。
[0017] 优选地，期望具有比在正常半周期操作期间的切断过渡时间更快的短路感应切断。特别地，短路切断过渡时间应当显著快于正常切断过渡，从而例如限制调光器电路的相关联能量吸收。如上，开关控制电路包括用于控制在AC的每个周期的MOSFET的切断以控制MOSFET的导通和关断状态的切换的电路。开关控制电路提供MOSFET的栅极驱动控制，以控制MOSFET在导通状态和关断状态之间的切断过渡，延伸达所选择的切断过渡时间。在实施例中，开关控制电路包括晶体管Q12，晶体管Q12被配置为被拉低以使得MOSFET栅极电容经由电阻器R16放电，电阻器R16具有为选择MOSFET栅极电容在正常切断过渡中的放电时间而选择的电阻。例如，R16是56KΩ电阻器，相比快速切断电路的1KΩ电阻器R20，其提供更慢的MOSFET栅极电容的放电时间。
[0018] 在实施例中，过零检测电路包括差分晶体管对Q1和Q2，以实现确定整流的调光器电压是否低于第一阈值和高于第二阈值的比较器功能。过零检测电路然后将比较器功能的确定输出到开关控制电路的导通时段定时电路，其被配置为确定导通时段，并且其中导通时段定时电路被配置为基于过零检测电路的输出而改变导通时段。
[0019] 在另一实施例中，当MOSFET的切断发生时，过零检测电路并入比较器参考阈值滞后以建立第二(断电)阈值。
[0020] 在另一实施例中，导通时段定时电路还包括定时器输出晶体管Q7和Q8，该晶体管Q7和Q8在导通时段期间不导通，以使得导通时段定时电路的自偏置晶体管Q9能够提供基极驱动电流到快速切断电路的选通晶体管Q14。附图说明
[0021] 现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的实施例，其中：
[0022] 图1是示出根据本发明实施例的后沿相位控制调光器电路的一些电路的框图；
[0023] 图2示出了根据本发明实施例的后沿相位控制调光器电路；
[0024] 图3A示出根据本发明实施例的后沿相位控制调光器电路的正常操作条件期间的操作波形；以及
[0025] 图3B示出根据本发明实施例的后沿相位控制调光器电路的短路操作条件期间的操作波形。
具体实施方式
[0026] 图1以框图形式示出根据本发明实施例的具有短路保护的2线后沿相位控制调光器电路10的一些电路，其被配置为控制到负载的电力。本领域技术人员将理解，调光器电路10的许多电路不影响短路保护的提供，进而本文不再详细讨论。
[0027] 图1的实施例中所示的调光器电路10包括AC开关电路12，其用于通过在导通状态下向负载传导电力而在关断状态下不向负载传导电力来控制AC电力到负载的传送，如上所述。本领域技术人员应当理解，导通状态是导通时段，而关断状态是非导通时段，其被配置为持续时间，以在负载是LED灯驱动器的情况下控制例如LED灯的调光。AC开关电路12被连接到开关控制电路14，开关控制电路14具有用于在AC的每半个周期控制AC开关电路12的切断和接通的多个电路，以控制开关电路12的导通和关断状态的切换。开关控制电路14还控制调光器电路10的短路保护的功能，如上所述。此外，调光器电路10包括整流器16，用于在非导通时段中对AC电力进行整流以产生要提供给调光器电路10的整流的调光器电压。
[0028] 开关控制电路14具有过零检测电路18，其被配置为检测AC的过零以及检测整流的调光器电压的第一阈值和第二阈值的交叉。过零检测电路18被连接到导通时段定时电路20，导通时段定时电路20被配置为基于过零检测电路18的输出来确定导通时段以及改变导通时段。此外，导通时段定时电路20被连接到栅极驱动电路22，以接通和切断AC开关电路
12，从而提供导通和非导通时段。在本实施例中，栅极驱动电路24包括：快速切断电路26，其在检测到短路状况时控制AC开关电路12的短路切断过渡；以及正常操作栅极驱动电路26，其在正常操作条件期间接通和切断AC开关电路12。
12，从而提供导通和非导通时段。在本实施例中，栅极驱动电路24包括：快速切断电路26，其在检测到短路状况时控制AC开关电路12的短路切断过渡；以及正常操作栅极驱动电路26，其在正常操作条件期间接通和切断AC开关电路12。
[0029] 如上所述，过零检测电路16被配置为检测AC的过零以及检测整流的调光器电压的第一阈值和第二阈值的交叉。当AC线路电压在半周期的两个极性之间等于零时，发生AC的过零。如上所述，在实践中，导通和非导通时段之间的交叉通常不会正好发生在AC线路电压过零处。例如，在实施例中，第一阈值被选择为5V的低阈值电压，而第二阈值为10V的高阈值。第一阈值的选择基于两个考虑：首先，由于这是用于半周期导通时段的线路电压过零开始，所以它是结合栅极驱动电路传播延迟和MOSFET接通延迟(后者是主导)的总和一起选择的；其次，第一阈值在正常操作条件下(例如，在最大负载条件下)必须具有高于MOSFET导通状态电压降的足够余量。因此，例如，对于50us的总延迟，选择5V作为第一阈值。如所讨论的，10V的高阈值是基于MOSFET导通状态电阻(1Ω)和期望电流阈值(10A)的最坏情况条件来选择的。
[0030] 而且，过零检测电路16被配置为当整流的调光器电压低于第一阈值时启动AC开关电路12以开始导通时段，并且当整流的调光器电压高于第二阈值时启动AC开关电路12以提前终止导通时段，从而为后沿相位控制调光器电路提供短路保护。也就是说，过零检测电路16启动栅极驱动电路22的控制，以切断AC开关电路12，以提供导通和非导通时段，并且在监测到短路状况的情况下提供短路保护。
[0031] 图2中更详细地示出了通常作为图1的框图示出的调光器电路10的功能实现的实施例。在该实施例中，调光器电路10也是具有AC开关电路12和开关控制电路14的后沿相位控制调光器电路。如上所述，本实施例中的AC开关电路12是MOSFET开关电路，并且包括MOSFET开关元件Q15和Q16(例如，诸如FCPF11N60的高压(600V)N沟道MOSFET)，其用于控制传送到负载的AC电力的量。如上所述，MOSFET Q15和Q16被配置为使得它们在AC电力的不同极性半周期内交替地控制到负载的电力传送。也就是说，MOSFET Q15和Q16在AC的每个周期分别接通和切断AC开关电路12，使得负载(例如，用于LED下射灯的驱动器)与在每个周期中开关电路12被切断的时间量成比例并且不向负载传导电力。在实施例中，负载例如是以用于LED灯的驱动器形式的电容性负载。
[0032] 图2所示的实施例的开关控制电路14在正常操作条件下使用栅极驱动电路26以及在短路条件下使用控制短路切断过渡的快速切断电路24，采用来自过零检测电路18和导通时段定时电路20的输入，来实现MOSFET栅极驱动控制。具体地，在正常操作条件下，栅极驱动电路26使用晶体管Q11和Q12来实现MOSFET栅极驱动控制。这里，晶体管Q1和Q2是BC856PNP晶体管。具有来自过零电路16的输入的晶体管Q11基极驱动被拉高，以经由电阻器R15对MOSFET Q15和Q16的MOSFET栅极电容进行充电，从而保持MOSFET Q15和Q16处于导通状态条件。在实施例中，R15是1KΩ电阻器。二极管D2和齐纳(Zener)二极管ZD3也用于将MOSFET Q15和Q16导通状态栅极电压钳位在适当的电平，以用于适当的偏置。D2也是4148高速二极管，而且ZD3是7V5齐纳二极管。晶体管Q12基极驱动也被拉低，以使得MOSFET栅极电容经由电阻器R16放电，电阻器R16的值是为了提供AC开关电路12的MOSFET Q15和Q16的期望的切断过渡时间而选择的。这里，R16被选作56KΩ电阻器。
[0033] 在短路操作条件下，开关控制电路14使用用于控制短路切断过渡的快速切断开关电路24，而不是正常栅极驱动电路26。导通时段定时电路20包括自偏置晶体管Q9，其在导通时段期间向快速切断电路24的选通晶体管Q14提供基极驱动，以使得能够进行快速切断电路24的操作。快速切断电路24包括晶体管Q13，其被配置为当检测到短路时而被拉低，以使得MOSFET栅极电容经由电阻器R20放电。在实施例中，选定电阻器R20为1KΩ电阻器，以提供相对于由56KΩ电阻器确定的正常切断时间更快的切断过渡时间。
[0034] 如上所述，过零检测电路18被配置为通过被配置为检测整流的调光器电压的第一(例如5V)和第二(例如10V)阈值的交叉来检测短路条件。具体地，在实施例中，过零检测电路18检测到整流的调光器电压上升到高于10V的第二阈值，其指示短路条件。在正常操作条件期间，过零检测电路18检测何时整流的调光器电压低于5V的第一阈值。
[0035] 过零检测电路18包括具有差分晶体管对Q1和Q2以实现这种比较器功能的输入级，并且其输出出现在由晶体管Q4和Q5缓冲的晶体管Q3集电极处。分压器电阻器R1和R2将整流的调光器电压按比例缩小，以便适合于使过零检测电路18的晶体管Q1基极处的输入反相。第一阈值电压(例如5V)是针对半周期过零导通时段开始使用的参考电压(在V+≤5V)，并且主要由电阻器R4和R5确定。在本实施例中，电阻器R4和R5分别为100KΩ和3.9KΩ电阻器。而且，R1是100KΩ电阻器，而R2是11KΩ电阻器。因此，当检测的整流的调光器电压下降到低于下限阈值5V时，过零检测器电路18启动半周期导通时段开始。
[0036] 过零检测电路18的比较器功能的输出还包括经由电阻器R8在电阻器R4/R5结合处对参考电压第一阈值(例如5V)的正反馈，其产生可编程滞后电平。滞后电平允许选择期望的第二阈值，其是用于MOSFET的切断(例如断电)的短路条件。因此，过零检测电路18包含比较器参考阈值滞后，使得当MOSFET导通状态电压上升到超过原始接通阈值的幅度时，检测到短路条件，并且过零检测电路18启动MOSFET Q16和Q16的切断。因此，例如，从过零检测电路18比较器滞后参考电压0.5V和1.0V导出整流的调光器电压(在图中示为参考电压(V+))的第一和第二阈值5V和10V。也就是说，整流的调光器电压(V+)比MOSFET导通状态电压大了等于整流器二极管的正向偏置电压(在该示例中为-0.5V)的量。所选择的第一和第二阈值因此充分大于整流器二极管正向压降，使得后者在计算中可以被忽略。
[0037] 过零检测电路18对短路条件的检测启动到导通时段定时电路20的快速切断输出，其激活MOSFET栅极驱动并开始导通时段定时，同时使能(enable)快速切断电路24。如果在半周期导通时段期间由于短路条件使整流的调光器电压上升到过零检测器的较高阈值之上，则MOSFET Q15、Q16被快速切断以保护电路10免于高能量状况。在正常半周期操作中，由于导通时段定时器期满，经由栅极驱动电路26发生较慢的切断过渡。具体地，在第一阈值的交叉处，导通时段定时电路18的二极管D1变为反向偏置，以使得导通时段定时电容器C1能够开始充电。晶体管Q6(具有基于齐纳二极管ZD1的参考电压)用作定时电容器C1的恒流源。例如，定时电容器是10nF电容器。图3A中示出定时电容器电压、在5V的第一阈值处的零交叉、整流的调光器电压和AC线路电压波形。
[0038] 如上所述，在半周期导通时段期间，定时器输出晶体管Q7和Q8不导通，因此自偏置晶体管Q9向快速切断选通晶体管Q14提供基极驱动。在半周期操作中，当面对驱动短路负载时，MOSFET Q15和Q16两端的上升电压将被过零检测电路18检测为越过第二阈值(例如，高过零阈值V+≥10V))，以使过零检测电路18输出被拉低。这通过电阻器R17向晶体管Q13提供基极驱动，并且因此由于相关联的栅极放电电阻器R20的相对低的值而实现更快的切断。图3B示出短路负载期间的整流的调光器电压和过零波形。在短路负载半周期操作时，整流的调光器电压上升(例如小于0.1ms)高于过零第二阈值10V，其导致导通时段的过早终止。在没有短路负载的正常半周期操作中，导通时段定时器输出晶体管Q8集电极拉低，这具有经由晶体管Q9和Q14禁用快速切断电路24和经由晶体管Q12激活正常慢切断的双重作用。
[0039] 也就是说，紧随由过零检测电路18检测到短路条件，在一般导通时段期间，导通时段定时电路20的状态例如是使能快速切断电路24。快速切断电路24在导通时段期间被正常使能，但在半周期导通时段结束时被禁用，以允许用于EMI限制目的的缓慢切断过渡。
[0040] 应当理解，本文描述的配置也可以有其他变化和修改，其也在本发明的范围内。
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