技术领域
[0001] 本
发明涉及一种LED驱动电源LLC谐振变换器同步整流控制方法，特别涉及一种基于罗氏线圈电流检测型同步整流控制方法。
背景技术
[0002] 对于大功率LED驱动电源，其大功率LED负载多采用先串后并的方式组成照明系统，其后级DC/DC通常工作于低压大电流的条件下。当在低压侧使用
硅基(Si)
二极管进行不控整流时，由于二极管正向导通时较大的导通损耗以及反向恢复损耗的影响，后级DC/DC的效率会明显下降。为解决这个问题，同步整流技术被广泛地用于低压大电流输出的DC/DC。
[0003] LLC谐振变换器能同时实现原边的ZVS开通和副边的ZCS关断以及磁集成，被广泛作为后级DC/DC使用于大功率LED驱动电源中。为进一步实现高效与高功率
密度的DC/DC的LLC谐振变换器，氮化镓功率器件(GaNHEMTs)已经逐渐被应用于LLC谐振变换器中。然而，传统的应用于LLC谐振变换器的三类同步整流方法——
电压检测型、电流驱动型以及无
传感器型同步整流方法均无法满足GaN HEMT关于高
开关频率或高效率的应用要求，迫切需要研究一种新型的高效的同步整流控制方法。
发明内容
[0004] 本发明的技术解决问题：针对传统电压检测型同步整流方法不适用于基于GaNHEMTs的高频大电流LLC谐振变换器的现状，提供一种检测副边电流的新基于罗氏线圈电流检测型同步整流控制方法。
[0005] 本发明技术解决方案：一种基于罗氏线圈的电流检测型同步整流控制方法，实现如下：全桥LLC
谐振电路中，LLC谐振变换器的副边电流is由一个罗氏线圈检测，经过模拟
信号调理电路后再与偏置电压Vbias比较，产生一系列过零点检测脉冲ZCD，ZCD信号经数字
控制器捕捉后得到相应同步整
流管相对于原边开关管的移相
角和导通时间，基于LLC谐振变换器副边整流H桥拓扑完全的对称性和
硬件设计的一致性，通过一路ZCD信号即确定8个同步整流管的驱动
波形，通过调整同步整流管的开通关断实现LLC谐振变换器的同步整流工作。
[0006] 所述罗氏线圈的电路模型为二阶等效电路，罗氏线圈通过互感Mc与LLC谐振变换器副边电流is耦合，罗氏线圈的自感为Lc，罗氏线圈
电阻为Rc，罗氏线圈寄生电容为Cc；为调节频率响应特性，在罗氏线圈
端子处外加一个电阻Rd，其中罗氏线圈的自感Lc与电阻Rc
串联，罗氏线圈的寄生电容Cc与外部所加电阻Rd并联，上述两部分与罗氏线圈互感Mc串联，从罗氏线圈的寄生电容Cc两端引出线圈端子。
[0007] 所述LLC谐振变换器启动后，LLC谐振变换器先工作于固定的移相角和导通时间开环工作状态，当移相角和导通时间在预设的有效范围内后，判断同步整流管的开通点是否提前于LLC谐振变换器的原边，当开通点提前于原边时，对开通点时间进行补偿，否则对同步整流管的关断点时间进行补偿，之后数字控制器产生相应驱动信号，最后结束；当移相角和导通时间不在有效范围内时，将LLC谐振变换器关机。
[0008] 本发明与
现有技术相比的优点在于：本发明基于罗氏线圈电流检测型同步整流方法在不同开关频率以及变频和变载过程中能精确调节同步
整理管的开通点和导通时间，能够实现高效和高功率密度的GaNLLC谐振变换器。
附图说明
[0009] 图1为本发明的基于罗氏线圈电流检测型同步整流检测方法的控制示意图；
[0010] 图2为本发明中罗氏线圈的二阶等效电路图；
[0011] 图3为本发明的基于罗氏线圈电流检测型同步整流方法的程序
流程图。
具体实施方式
[0012] 下面结合附图及
实施例对本发明进行详细说明。
[0013] 使用罗氏线圈电流检测型同步整流检测方法的全桥LLC
谐振电路拓扑如图1所示。该拓扑包括原边H桥、励磁电感Lr、励磁电容Cr、副边漏感Ls、副边两个H桥、输入电容C、罗氏线圈、电流传感器、比较器及数字控制器。原边H桥由四个开关管，即第一原边开关管Q1、第二原边开关管Q2、第三原边开关管Q3和第四原边开关管Q4构成；副边两个H桥中，其中一个由四个开关管，即第一副边开关管Qs1、第二副边开关管Qs2、第三副边开关管Qs3、第四副边开关管Qs4和第一副边二极管Ds1,第二副边二极管Ds2,第三副边二极管Ds3,第四副边二极管Ds4组成；另一个由第五副边开关管Qs5、第六副边开关管Qs6、第七副边开关管Qs7、第八副边开关管Qs8和五副边二极管Ds5,第六副边二极管Ds6,第七副边二极管Ds7,第八副边二极管Ds8组成；原边H桥中，第一原边开关管Q1和第三原边开关管Q3串联，第二原边开关管Q2和第四原边开关管Q4串联，第一原边开关管Q1,和第三原边开关管Q3组成的串联电路与第二原边开关管Q2和第四原边开关管Q4组成的串联电路并联，第一原边开关管Q1和第三原边开关管Q3开关管连接点与励磁电感Lr、励磁电容Cr、副边漏感Ls和第二开关管Q2和第四开关管Q4连接点相连；副边一个H桥中，第一副边开关管Qs1和第三副边开关管Qs3串联，第二副边开关Qs2和第四副边开关Qs4串联，第一副边开关管Qs1和第三副边开关管Qs3组成的串联电路与第二副边开关Qs2和第四副边开关Qs4串联电路并联；第一副边二极管Ds1并联于第一副边开关管Qs1两端，第二副边二极管Ds2并联于第二副边开关管Qs2两端，第三副边二极管Ds3并联于第三副边开关管Qs3两端，第四副边二极管Ds4并联于第四副边开关管Qs4两端；另一个H桥中，第五副边开关管Qs5和第七副边开关管Qs7串联，第六副边开关管Qs6和第八副边开关管Qs8串联，第五副边开关管Qs5和第七副边开关管Qs7组成的串联电路与第六副边开关管Qs6和第八副边开关管Qs8串联电路并联；第五副边二极管Ds5并联于第五副边开关管Qs5两端，第六副边二极管Ds6并联于第六副边开关管Qs6两端，第七副边二极管Ds7并联于第七副边开关管Qs7两端，第八副边二极管Ds8并联于第八副边开关管Qs8两端；第一副边开关管Qs1和第二副边开关管Qs2的连接点与第五副边开关管Qs5和第六副边开关管Qs6的连接点相连，第三副边开关管Qs3和第四副边开关管Qs4的连接点与第七副边开关管Qs7和第八副边开关管Qs8的连接点相连，第一副边开关管Qs1和第二副边开关管Qs2的连接点及第三副边开关管Qs3和第四副边开关管Qs4的连接点连于输入电容C两端，副边H两个H桥上A、B两点
位置即罗氏线圈位置，罗氏线圈输出与电流传感器、比较器及数字控制器相连。数字控制器的程序中包括脉冲条件判定、过零点脉冲捕捉及同步整流开通点及导通时间计算程序。
[0014] 传统电压检测型同步整流方法通过检测同步整流管漏源极电
压实现同步整流管导通时间的调制，电压检测型同步整流方法在高频工作时，其缺点表现得很明显：检测
阈值电压很小，检测易受噪声干扰:；封装寄生电感易引起同步整流管的过早关断，增加额外整流损耗；同步整流管与原边开关管同步开通，易引起同步整流管硬开通，增加额外
开关损耗。这些缺点决定了传统电压检测型同步整流方法不适用于基于GaNHEMTs的高频LLC谐振变换器。
[0015] 本发明将传统电压检测型同步整流方法进行改进，如图1所示，本发明基于罗氏线圈的电流检测型同步整流控制方法由一个罗氏线圈(RogowskiCoil)检测副边电流is，将检测所得信号经过
模拟信号调理电路后与偏置电压Vbias比较，产生一系列过零点检测脉冲(ZCD)，ZCD信号经数字控制器捕捉后得到相应同步整流管相对于原边开关管的移相角和导通时间，根据所得的移相角和导通时间以及外部脉冲条件判定最终得出副边整流管的驱动波形。
[0016] 其中，罗氏线圈是电路模型如图2所示，为二阶等效电路。线圈通过互感Mc与电流is耦合。线圈的自感Lc和电阻为Rc。线圈寄生电容为Cc。为调节频率响应特性，在线圈端子处外加一个电阻Rd。
[0017] 图1中全桥LLC谐振电路的启动过程中，被检测副边电流is由零逐渐增大。此时罗氏线圈检测到的模拟信号由小变大，由于模拟电路非线性区的存在，可能引起比较器的误触发和驱动的误触发信号。为避免此现象，全桥LLC谐振电路应先工作于固定移相角和固定导通时间的开环工作状态。
[0018] 经过几次自检之后，全桥LLC谐振电路进入闭环同步整流状态，程序流程图如图3所示。启动开始后，全桥LLC谐振电路先工作于固定占空比运行中，当移相角和导通时间不在有效范围内时，继续固定占空比运行，当移相角和导通时间在有效范围内后，进入闭环同步整流环节，此时再一次判断移相角和导通时间是否在有效范围内，当在有效范围内时，判断副边开关管开通点是否提前于原边，当开通点提前于原边时，对开通点时间进行补偿，否则对关断点时间进行补偿，之后数字控制器中的EPWM模
块产生相应驱动信号，最后结束；当移相角和导通时间不在有效范围内时，给出关机信号。
[0019] 以上虽然描述了本发明的具体实施方法，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，在不背离本发明原理和实现的前提下，可以对这些实施方案做出多种变更或
修改，因此，本发明的保护范围由所附
权利要求书限定。
