本发明涉及LED驱动装置。

以往，导航等的液晶用背照光中，使用封入水银的冷阴极荧光灯作为光源，近年来为减少作为有害物质的水银的使用，作为代替的光源，使用白色或RGB等的发光二极管元件的背照光单元引人注目，正在慢慢商品化。
图12示出使用发光二极管元件(LED)的一般背照光单元。背照光单元，包括导光板103、背框104、前框106。背框104内藏LED安装用基板102。在LED安装用基板102上排列白色等的LED101，从LED101发出的光经导光板103偏转，透过光学片105等，从显示部107照射液晶。以往，是用封入水银的冷阴极荧光灯代替LED101与LED安装基板102作为光源的。
以下，说明控制LED的点亮以往的技术。LED的发光亮度依赖于流过电流的大小。因此，为稳定地使LED点亮，必须以恒定电流驱动LED。图13是构成恒流驱动LED的以往的点亮电路的框图，图14是具体电路例的电路图。
图13中，串联连接大于等于2个的LED201，其一端连接检测流过LED201的电流用的电阻RCS并接地(GND)。为对LED流过恒定电流，对流过电阻RCS的电流经电压变换后的比较电压，送到电压比较电路212，与所要的基准电压作比较。而且根据电压比较电路212的比较结果，输出电压控制电路213控制降压式或升压式的开关方式等的DC/DC变换器8，在平滑电路219中使其输出电压为电力效率良好的所要DC电压值(VSW2)，供给LED201，由此实现负反馈的闭环控制CL3。
图14是该以往的LED驱动电路的具体电路例，其构成如下。通过使流过LED201的电流流过检测用的电阻RCS进行电压变换，用该电压变换值作为由运算放大器等构成的误差放大用的电压比较电路220的比较值，与基准电压VRef进行比较。进而，将电压比较电路220的输出在由比较器构成的输出电压控制电路221中与三角波VOSC2进行比较，利用其比较结果生成占空比改变的脉冲形的方波电压VG2。然后，用该占空比改变的脉冲形方波电压VG2控制由P沟道FET构成的开关元件214的栅极，将电源VIN的直流电压变换成规定的直流电压并输出。也就是说，作为开关电源方式的DC/DC变换器208进行动作。而且，将开关元件214的漏极端接到二极管215的阴极与电感216后，从电感216的另一端输出的电压由平滑用电容器217变换到直流电压VSW2，将电力效率良好的电压供给LED201组。
如此构成的负反馈闭环CL3中，通过控制使ILED×RCS＝VRef(一定)，流过LED201的电流ILED就大致以VRef/RCS的恒定电流来点亮。即当流过LED201的电流比所要求的电流大时，通过对开关元件214的栅极供给导通期间宽度狭的脉冲形方波电压VG2，加到LED201的经平滑的电压VSW2变低，使LED201的电流向减少的方向动作。反之，当流过LED201的电流比所要求的电流小时，通过对开关元件214的栅极供给导通期间宽度宽的脉冲形方波电压VG2，加到LED201的经平滑的电压VSW2变高，使LED201的电流向增大的方向动作。利用这样的负反馈闭环控制，电压检测电阻RCS的电压值与基准电压VREF成为相同那样的所要的恒定电流ILED流过LED201，就达到稳定状态。
图14示出的电路例，是电源VIN的电压值大于使LED201点亮到所要亮度所必要的最大电压值的情况，构成降压式DC/DC变换器208。然而，DC/DC变换器208按照电源VIN的电压值与供给LED201所必要的最大电压值的大小，使用降压式、升压式、升降压式三种类型。
在这种以往电路的构成中，通过控制DC/DC变换器208的输出电压，能以恒定电流驱动LED201，同时能与LED201的VF规格无关地实现高效率驱动，由根据所要的恒定电流值与温度有关的VF值的必要的最低限度的驱动电压来控制DC/DC变换器208的输出，因此，具有不发生因根据VF规格考虑的电压余量引起的损耗那种特征。
作为类似于上述以往电路例的特许的一例，特开2003-152224号公报(特许文献1)揭示了限定DC/DC变换器208的形式为升压式，并应用于便携设备的技术。
然而，在以往的图13、图14所示的LED驱动电路中，当电源VIN的电压变动或来自外部的噪声、而且进入电流检测电阻部分的杂散噪声、控制环路内的变动发生时，恒定电流控制变得不稳定，因此存在不能使控制环路CL3的响应速度(频率特性)及增益太高的技术限制。因此，上述的以往电路用于便携电话等那样以平时规定的恒定电流流过LED201能达到作为充分背照光的目的的情况最为合适，但用于频繁地改变所需的恒定电流值那样的商品，例如调光功能必要的领域的商品中就不十分合适。尤其上述的以往电路中，调光率在约小于等于10％的范围中得不到稳定的调光特性，而且相对于调光率的LED201的电流特性也增大误差，变成非线性，因此为了在要求线性特性至小于等于5％的极低调光率的车辆导航用液晶背照光的采用，要求进一步技术改进。
[特许文献1]特开2003-152224号公报本发明鉴于上述那样的以往技术的问题而作，其目的在于提供通过以恒定电流驱动发光二极管(LED)，同时使供给LED的电压最佳化，能降低含LED的电路元件组的发热，在调光时也能使背照光单元稳定点亮的LED驱动装置。

本发明第1实施形态的LED驱动装置，包括：串联连接的多个发光二极管，将直流电源的输出电压变换成规定的电压值，并供给所述串联连接的发光二极管的阳极侧的DC/DC变换器，一端连接在所述串联连接的发光二极管的阴极侧的驱动电流控制电路，其一端连接在所述驱动电流控制电路的另一端，其另一端接地的电流检测用的电阻，为控制供给所述多个串联连接的发光二极管的输出电压而控制所述DC/DC变换器的输出电压控制电路，为对所述输出电压控制电路提供输出电压指令，以变换流过所述电流检测用的电阻的电流的电压作为比较电压，将其与第1基准电压进行比较并将差电压输出到所述输出电压控制电路的电压比较电路，以及将变换流过所述电流检测用的电阻的电流得到的比较电压，与恒定电流控制用的第2基准电压进行比较，控制所述驱动电流控制电路使其通电电流为恒定电流的恒定电流控制电路，由所述DC/DC变换器、驱动电流控制电路、电压比较电路、以及输出电压控制电路构成的闭环作为供给电压控制用的第1负反馈闭环，由所述驱动电流控制电路、以及恒定电流控制电路构成的闭环作为恒定电流控制用的第2负反馈闭环。
本发明第2实施形态的LED驱动装置，包括：串联连接的多个发光二极管，将直流电源的输出电压变换成规定的电压值，并供给所述串联连接的发光二极管的阳极侧的DC/DC变换器，一端连接在所述串联连接的发光二极管的阴极侧的驱动电流控制电路，其一端连接在所述驱动电流控制电路的另一端，其另一端接地的电流检测用的电阻，为控制供给所述多个串联连接的发光二极管的输出电压而控制所述DC/DC变换器的输出电压控制电路，算出所述驱动电流控制电路的两端的差电压的差电压算出电路，为对所述输出电压控制电路提供输出电压指令，以所述差电压算出电路算出的差电压与作为第1基准电压进行比较，并将它们的电压差输出到所述输出电压控制电路的电压比较电路，以及将变换流过所述电流检测用的电阻的电流得到的比较电压与第2基准电压进行比较，控制所述驱动电流控制电路使其通电电流为恒定电流的恒定电流控制电路，由所述DC/DC变换器、驱动电流控制电路、差电压算出电路、电压比较电路、以及输出电压控制电路构成的闭环作为供给电压控制用的第1负反馈闭环，由所述驱动电流控制电路、以及恒定电流控制电路构成的闭环作为恒定电流控制用的第2负反馈闭环。
(发明的效果)采用本发明，则由于除了设置控制提供串联连接的多个发光二极管的电压用的第1负反馈闭环外，还设置控制提供串联连接的多个发光二极管的电流用的第2负反馈闭环，因此不断地以恒定电流驱动发光二极管的同时，使提供给发光二极管的电压最适化，通过这样能减少包含发光二极管的电路元件组的发热，即使调光时也能使背照光单元稳定地点亮。
也就是说，采用本发明，例如如用于车载用的导航液晶背照光那样，要求极低的调光性能，其结果，即使在供给发光二极管的电流值频繁地变化的装置中，也能以对应于调光率使电压基准可变，充分地进行对应，例如即使在小于等于5％的极低的调光率范围，也能得到稳定的调光性能。
采用本发明，通过设定供给电压控制用的第1负反馈闭环的频率响应特性为小于等于恒定电流控制用的第2负反馈闭环的频率响应特性的1/20，能不损害恒定电流控制的响应特性，稳定地实施供给电压控制。也就是说，因各负反馈闭环的频率响应特性相差达大于等于20倍，没有互相干涉造成不稳定，因此能将恒定电流控制用的第2负反馈闭环的增益及频率响应设定得高，能达到精度非常好的恒定电流特性。
附图说明
图1为本发明的第1实施形态的LED驱动电路的框图。
图2为本发明的第1实施形态的LED驱动电路的电路图。
图3为本发明的第1实施形态的LED驱动电路的电压的示波器波形图。
图4为本发明的第2实施形态的LED驱动电路的框图。
图5为本发明的第2实施形态的LED驱动电路的电路图。
图6为本发明的第2实施形态的LED驱动电路的电压的示波器波形图(其1)。
图7为本发明的第2实施形态的LED驱动电路的电压的示波器波形图(其2)。
图8为本发明的第3实施形态的LED驱动电路的框图。
图9为本发明的第3实施形态的LED驱动电路的电路图。
图10为本发明的第3实施形态的控制基准值生成电路的一例电路图。
图11示出本发明的第3实施形态的VREF2的设定概念的说明图。
图12示出用LED的一般的背照光构造图。
图13为以往的LED驱动电路的框图。
图14为以往的LED驱动电路的电路图。
图15示出本发明的第3实施形态与以往例的调光率—电流之间的特性曲线。
标号说明1  LED(发光二极管)8  DC/DC变换器9  平滑电路
10  驱动电流控制电路11  恒定电流控制电路12  电压比较电路13  输出电压控制电路14  开关元件15  二极管16  电感17  平滑电容器18  晶体管19  负反馈放大器20  电压比较放大器21  比较器22  负侧放大器23  正侧放大器24  控制基准值生成电路25  密勒电路31  差电压算出电路32  控制基准值生成电路33  调光率判定电路具体实施方式以下，根据附图详细说明本发明的实施形态。
(第1实施形态)图1为本发明的第1实施形态的LED驱动装置的框图。图1中，1为发光二极管(LED)，8为DC/DC变换器，9为平滑电路，10为驱动电流控制电路，11恒定电流控制电路，12为电压比较电路，13为输出电压控制电路。
串联连接大于等于2个的LED1，其阳极侧经平滑电路9连接对来自电池等的DC电源VIN的直流电力进行DC/DC变换用的降压式、升压式或升降压式的开关或断路器方式等的DC/DC变换器8。LED1的阴极侧依次连接晶体管或FET等的驱动电流控制电路10、电流检测用的电阻RCS，电阻RCS的另一端接地(GND)。
为对LED1供给效率良好的最佳值电压，由输出电压控制电路13控制DC/DC变换器8。另外，为控制驱动电流控制电路10对LED1流过恒定电流，该驱动电流控制电路10由恒定电流控制电路11控制。
DC/DC变换器8的控制与以往相同，经电压变换流过电阻RCS的电流的比较电压(＝RCS×ILED)送到电压比较电路12，与所要的基准电压VREF进行比较。再根据电压比较电路12的比较结果，输出电压控制电路13控制DC/DC变换器8，平滑电路9使其输出电压为电力效率良好的所要的DC电压值(VSW1)，供给LED1，从而实现负反馈的闭坏控制CL1。
恒定电流控制电路11的恒定电流控制，通过将上述电压检测电阻的比较电压与规定值进行比较，控制驱动电流控制电路10的通电电流为恒定电流，从而实现负反馈的闭环控制CL2。
本实施形态的LED驱动装置，是在构成为对LED1供给效率良好的最佳值电压的供给电压控制用闭环CL1的电路组中，存在构成为使恒定电流流过LED1的控制用的闭环CL2的电路组的构成。供给电压控制用的闭环CL1与为使恒定电流流过LED1的恒定电流控制用的闭环CL2的经路的一部分成为共同的构成。闭环CL1与闭环CL2的共同部分是用检测电阻RCS将流过LED1的电流变换为电压信息的部分，该检测电阻RCS的电压作为恒定电流控制电路11及电压比较电路12各自的比较值。也就是说，通过用电流检测用的电阻RCS将流过LED1的电流经过电流—电压变换的电压值(ILED×RCS)，作为供给电压控制用的比较信息的同时，也作为恒定电流控制用的比较信息，从而各控制用闭环CL1、CL2进行负反馈控制使与所要的基准值VRef，IO×VR相一致。这里，通过设定供给电压控制用的闭环CL1的频率响应为小于等于恒定电流控制用闭环CL2的频率响应的1/20，能不损害恒定电流控制的响应性，使供给电压控制用的负反馈闭环CL1稳定地动作。就是说，因各负反馈闭环CL1、CL2的频率响应特性相差达大于等于20倍，没有互相干涉造成不稳定，故能将恒定电流控制用的负反馈闭环CL2的增益及频率特性设定得高，能达到精度非常好的恒定电流特性。
图2为本实施形态的LED驱动装置的具体电路图。图中，14为MOS-FET，15为二极管，16为电感，17为电容器，18为LED驱动元件，(晶体管)，19为负反馈放大电路，20电压比较放大器，21为比较器。又，LED的标号“1”用与图1同样的标号。
对照图1图2进行说明。相当于图1的DC/DC变换器8的是图2的P沟道的MOS-FET14与二极管15，相当于输出电压控制电路13的是比较器21，相当于电压比较电路12的是电压比较放大器20，相当于平滑电路9的是电感16与平滑电容器17。本实施形态的电路为降压型的开关电源方式的DC/DC变换器构成。此外，相当于图1中的驱动电流控制电路10的是晶体管18，相当于恒定电流控制电路11的是使晶体管18作为负荷的负反馈放大电路19。
这里，晶体管18的发射极输出电流的一部分通过电阻进行分流，反馈到由差分放大器构成的负反馈放大电路19的一输入端。该负反馈放大电路19的输出提供给晶体管18的基极。由晶体管18和负反馈放大电路19构成的反馈电路，构成脉冲发送电路，通过调整负反馈放大电路19的另一输入端供给的基准电压(用IO×可变电阻VR的电阻值决定的电压)的电平，调整该发送脉冲的占空比。
下面，对这种构成的LED驱动装置的动作进行说明。首先，LED1供给电力效率良好的必要最低的最佳电压的供给电压控制用负反馈闭环CL1，动作如下。为使控制流过LED1的电流的驱动电流控制电路10不工作在不能跟随恒定电流动作及响应性的饱和区域，以必要的大概最低电压值作为预定控制目标值，设定为电压比较放大器20的第1基准值VRef。电压比较放大器20中，用检测电阻RCS将流过LED1的电流变换为电压信息VE(＝RCS×ILED)，以电压值VE作为比较信息使用，比较基准电压值VRER与该比较电压VE。进而将电压比较放大器20的输出在比较器21中与三角波VOSC1进行比较，利用该比较结果生成占空比可变的脉冲形方波电压VG1。然后，用该占空比可变的脉冲形方波电压VG1控制P沟通道FET14的栅极，将直流电源的直流电压VIN变换为规定的直流电压VSW1并输出。FET14的直流输出经平滑用电感16与电容器17平滑，作为电力效率良好的电压供给LED1。
另一方面，LED1流过所要的一定电流的恒定电流控制用的闭环CL2的动作，公共使用对于先前的供给电压控制用的负反馈闭环CL1的负反馈电压值VE，比较该电压值VE与所要电流值对应的第2基准电压值(＝IO×可变电阻VR的电阻值)，根据其误差，负反馈环控制驱动电流控制电路10。
这里，如前所述，将供给电压控制用的闭环CL1的频率响应设定成小于等于恒定电流控制用的闭环CL2的频率响应的1/20。这种设定以将供给电压控制用的负反馈闭环CL1包含的平滑用的电感16和电容器17的时间常数设定成规定的值为主。也就是说，借助于将这种时间常数设定大，也能对应于恒定电流控制用的闭环CL2内的晶体管18的导通/断开动作，不断地对LED1提供一定的供给电压。
图3为本实施形态的LED驱动装置的电压的示波器波形图。对输入电压VIN，可知为对LED1流过所需的恒定电流供给所必要的电力变换效率良好的电压值VSW1，而且是线性且稳定的电流ILED。这里。所谓电力变换效率良好的电压VSW1，是指满足LED1在周围的温度条件下流过所需电流必要的各VF(顺方向电压)、构成驱动电流控制电路10的晶体管18不饱和动作状态的集电极—发射极间的电压、以及检测电阻RCS的电压的总和的电压值。
根据本实施形态的LED驱动装置，则由于除了设置控制提供串联连接的多个发光二极管的电压用的第1负反馈闭环外，还设置控制提供串联连接的多个发光二极管的电流用的第2负反馈闭环，因此不断地以恒定电流驱动发光二极管的同时，使提供给发光二极管的电压最适化，通过这样能减少包含发光二极管的电路元件组的发热，即使调光时也能使背照光单元稳定地点亮。
也就是说，采用本发明，例如如用于车载用的导航液晶背照光那样，要求极低的调光性能，其结果，即使在供给发光二极管的电流值频繁地变化的装置中，也能以对应于调光率使电压基准可变，充分地进行对应，例如即使在小于等于5％的极低的调光率范围，也能得到稳定的调光性能。
采用本发明，通过设定供给电压控制用的第1负反馈闭环的频率响应特性为小于等于恒定电流控制用的第2负反馈闭环的频率响应特性的1/20，能不损害恒定电流控制的响应特性，稳定地实施供给电压控制。也就是说，因各负反馈闭环的频率响应特性相差达大于等于20倍，没有互相干涉造成不稳定，因此能将恒定电流控制用的第2负反馈闭环的增益及频率响应设定得高，能达到精度非常好的恒定电流特性。
因此，通过根据调光率使电压基准可变，对频繁地改变所需恒定电流值的那种领域的商品和要求极低调光性能的领域的商品，也能充分适应，特别能对车辆用的导航的液晶背照光中能达到必要的小于等于5％的极低调光率区域中的线性电流特性。
(第2实施形态)图4是本发明的第2实施形态的LED驱动装置的框图。本实施形态的特征在于，对图1示出的第1实施形态的LED驱动装置的构成，附加差电压算出电路31。差电压算出电路31算出驱动电流控制电路10的漏极—源极间电压或集电极—发射极间电压，并将算得的电压输出到电压比较电路12。另外，图4中与图1相同的要素用相同的标号来表示。
串联连接多个LED1，其阳极侧经平滑电路9连接对电池等的DC电源VIN供给的电力效率良好的电压用的降压式、升压式或升降压式的开关或断路器方式等的DC/DC变换器8。LED1的阴极侧经晶体管或FET等的驱动电流控制电路10，连接电流检测用的电阻RCS，电阻RCS的另一端接地(GND)。
本实施形态的LED驱动装置，构成对LED1供给电力效率良好的最佳值的电压的供给电压控制用闭环CL1的电路组，与构成对LED1流过一定电流的恒定电流控制用闭环CL2的电路组，完全分开。
下面，对这种构成的LED驱动装置的动作进行说明。首先，由于对LED组供给电力效率良好的必要最低的最佳电压，故为了控制流过LED1的电流的驱动电流控制电路不工作在不能跟随恒定电流动作及响应性的饱和区域，以必要的大概最低电压值作为预定控制目标值，设定作为电压比较电路12的第1基准值。电压比较电路12中，比较该基准电压值与差电压算出电路31算出的电压比较值，即驱动电流控制电路10的漏极—源极间电压或集电极—发射极间电压。然后根据电压比较电路12的输出，通过输出电压控制电路13、DC/DC变换器8、平滑电路9使供给电压控制用的负反馈闭环动作，以使驱动电流控制电路10为不饱和的电压。
另一方面，LED1流过所要的一定电流的恒定电流控制用的闭环CL2的动作，用检测电阻RCS将流过LED1的电流变换为电压信息ILED×RCS，比较该电压值与所要电流值对应的基准电压值，根据其误差，负反馈环控制驱动电流控制电路10。
图5是本发明的第2实施形态的LED驱动装置的具体电路图。该第2实施形态的电路构成的特征在于，对图2所示的第1实施形态的电路构成，增加负侧放大器22和正侧放大器23。另外，图5中，与图2相同的要素用相同标号表示。
对照图4说明图5。相当于图4中的DC/DC变换器8的是图5中的P沟道MOS-FET14和二极管15，相当于输出电压控制电路13的是比较器21，相当于电压比较电路12的是电压比较放大器20，相当于平滑电路9的是电感16和电容器17。本实施形态的电路与第1实施形态同样是降压型的开关电源方式的DC/DC变换器。另外，相当于图4的驱动电流控制电路10的是晶体管18，相当于恒定电流控制电路11的是以晶体管18作为负荷的负反馈放大电路19。
首先，供给电压控制用闭环CL1中，由于对LED1供给电力效率良好的必要最低的最佳电压VSW1，故为了控制流过LED1的电流的晶体管18不工作在不能跟随恒定电流动作及响应性的饱和区域，以必要的大于等于最低电压的值作为预定控制目标值VRef1(I1×R2)，供给电压比较放大器20。然后，由放大器22、放大器23、电阻R31、密勒电路25、电阻R32构成的差电压算出电路31算出驱动电流控制电路10的漏极—源极间的差电压或集电极—发射极间的差电压，以该差电压作为比较值VCOMP，输出到电压比较放大器20。与1实施形态相同，作为比较电路12的电压比较放大器20、作为输出电压控制电路13的比较器21，使供给电压控制用的负反馈闭环CL1动作，使该比较值VCOMP与目标值VRef2相一致。另外，该供给电压控制用的电压放大器20的基准值VRef2(I1×R2)不限于一个定值，也可根据流过LED1的电流和调光率从大于等于2种的设定值中选择。
另一方面，恒定电流控制用闭环CL2中用电流检测用的电阻RCS将流过LED1的电流进行电流—电压变换，其电压值VE(＝ILED×RCS)作为恒定电流用的负反馈放大器19的比较信息，控制晶体管18的基极电流使与作为目标的LED1的电流对应的基准电压值VRef2(＝I0×R1)相一致，使负反馈放大电路动作。这样一来，晶体管18动作，从LED1拉进目标恒定电流。
这里，如要第1实施形态相同，将供给电压控制用的闭环CL1的频率响应设定成小于等于恒定电流控制用的闭环CL2的频率响应的1/20。这种设定以将供给电压控制用的负反馈闭环CL1包含的平滑用的电感16和电容器17的时间常数设定成规定的值为主。也就是说，借助于将这种时间常数设定大，也能对应于恒定电流控制用的闭环CL2内的晶体管18的导通/断开动作，不断地对LED1提供一定的供给电压。
图6为作为驱动电流控制电路10的晶体管18的集电极电压VC、发射极电压VE的示波器波形图，图7为直流电源电压VIN、LED驱动电压VSW、及LED电流ILED的示波器波形图。对输入电压VIN，可知为对LED1流过所需的恒定电流供给所必要的电力变换效率良好的电压值VSW，而且是线性且稳定的电流ILED。这里。所谓电力变换效率良好的电压VSW，是指满足LED1在周围的温度条件下流过所需电流必要的各VF、晶体管18不饱和的动作状态的集电极—发射极间的电压及检测电阻RCS的电压的总和的电压值。
根据本实施形态，则通过设定供给电压控制用负反馈闭环CL1的频率响应为小于等于恒定电流控制用的负反馈闭环CL2的频率响应的1/20，能不损害恒定电流控制的频率响应，使供给电压控制用的负反馈闭环CL1稳定地动作。也就是，因各负反馈闭环CL1、CL2的频率响应特性相差达大于等于20倍，没有互相干涉造成不稳定，故能将恒定电流控制用的负反馈闭环CL2的增益及频率特性设定得高，从而能达到精度非常好的恒定电流特性。因此，通过根据调光率使电压基准可变，对频繁地改变所需恒定电流值的那种领域的商品和要求极低调光性能的领域的商品，也能充分适应，特别能对车辆用的导航的液晶背照光中能达到必要的小于等于5％的极低调光率区域中的线性电流特性。
(第3实施形态)图8是本发明的第3实施形态的LED驱动装置的框图。本实施形态的特征在于，对图4示出的第2实施形态的构成，附加控制基准值生成电路32和调光率判定电路33。另外，图8中与图1、图4相同的要素用相同的标号来表示。
串联连接多个LED1，其阳极侧经平滑电路9连接对电池等的DC电源VIN供给的电力效率良好的电压用的降压式、升压式或升降压式的开关或断路器方式等的DC/DC变换器8。LED1的阴极侧依次连接晶体管或FET等的驱动电流控制电路10，电流检测用的电阻RCS，该电阻RCS的另一端接地。
本实施形态中，构成对LED1供给电力效率良好的最佳值电压的供给电压控制用闭环CL1的电路组，与构成对LED1流过一定电流的恒定电流控制用闭环CL2的电路组，完全分开。首先，供给电压控制用的负反馈闭环CL1的动作如下。由于对LED组供给电力效率良好的必要最低的最佳电压，故为了控制流过LED1的电流的驱动电流控制电路10不工作在不能跟随恒定电流动作及响应性的饱和区域，以必要的最低电压值作为预定控制目标值。该控制目标值由控制基准值生成电路32生成。该控制基准值生成电路32根据来自调光率判定电路33的调光率判定值生成控制基准值，输出到电压比较电路12作为基准值。
这里，将调光控制信号DIM提供给调光率判定电路33。这种调光控制信号DIM是使LED1的发光亮度变化用的控制信号，是例如将作为对于LED1的最大亮度的亮度的比例的调光率要电流电平对应的信号。调光率判定电路33由输入的调光控制信号DIM的电流电平判定调光率，并根据对应的调光率输出信号。
电压比较电路12，比较驱动电流控制电路10的漏极—源极间的差电压或集电极—发射极间的差电压与差电压算出电路31算出的比较值并将比较结果输出到输出电压控制电路13。输出电压控制电路13与以往例相同地动作，控制DC/DC变换器8的输出电压，从平滑电路9经LED1，控制流过驱动电流控制电路10的直流为不使驱动电流控制电路10饱和的电压。
另一方面，LED1流过所要的一定电流的恒定电流控制用的闭环CL2的动作，用检测电阻RCS将流过LED1的电流变换为电压信息，比较该电压值与所要电流值对应的基准电压值，根据其误差，负反馈环控制驱动电流控制电路10。
调光控制信号DIM也提供给恒定电流控制电路11，根据调光控制信号DIM，控制包含晶体管18的发送电路的输出脉冲的占空比。
图9是本实施形态的LED驱动装置的具体电路图。图9中，24是控制基准值生成电路。另外，图9中，与图2、图5相同的要素用相同标号表示。
下面，对照图8说明图9。相当于图8中的DC/DC变换器8的是图9中的P沟道MOS-FET14和二极管15，相当于输出电压控制电路13的是比较器21，相当于电压比较电路12的是电压比较放大器20，相当于平滑电路9的是电感16和电容器17。与第1实施形态和第2实施形态相同，这种电感16和电容器17构成时间常数电路。本实施形态的电路是降压型的开关电源方式的DC/DC变换器构成。另外，相当于图8的驱动电流控制电路10的是晶体管18，相当于恒定电流控制电路11的是以晶体管18作为负荷的负反馈放大电路19。图9中，放大器22、放大器23、电阻31、密勒电路25、电阻32相当于图8中的差电压算出电路31。此外，图9中的控制基准值生成电路24对应于图8中的控制基准值生成电路32。该控制基准值生成电路24通过对电阻R2流过恒定电流I1与可变电流I2的和电流I1+I2，作为第1电压基准值VRef1将可变电压值供给电压比较放大器20。
接着，恒定电流控制用闭环CL2中用电流检测用的电阻RCS将流过LED1的电流进行电流—电压变换，其变换的电压值VE(＝ILED×RCS)作为恒定电流用的负反馈放大器19的比较信息，使负反馈。然后负反馈放大器19控制晶体管18的基极电流，使该比较电压VE与作为目标的LED1的电流对应的基准电压值VRef1(＝I0×R1)相一致，使目标恒定电流从LED1拉进晶体管18。
另一方面，供给电压控制用闭环CL1中，由于对LED1供给电力效率良好的必要最低的最佳电压VSW1，故为了控制流过LED1的电流ILED的晶体管18不工作在不能跟随恒定电流动作及响应性的饱和区域，设定必要的大于等于最低电压的值作为预定控制基准值VRef2(I1×R2)，由放大器22、放大器23、电阻R31、密勒电路25、电阻R32构成的差电压算出电路31算出晶体管18的漏极—源极间的电压或集电极—发射极间的差电压VCOMP，电压比较放大器20使该差电压VCOMP与控制基准值VRef2进行比较。与第1实施形态相同，作为比较电路12的电压比较放大器20、作为输出电压控制电路13的比较器21，使供给电压控制用的负反馈闭环CL1动作，使该比较值VCOMP与控制基准值VRef2相一致。
另外，本实施形态中，供给电压控制用的电压比较放大器20的基准值VRef1不限于一个定值，可根据流过LED1的电流和调光率从大于等于2种的设定值中可变地设定。因此，控制基准值生成电路24虽根据(I1+I2)×R2生成基准值VRef1，但设I1为定值，I2为与流过LED1的电流值成正比的可变值，当LED1的设定电流值增大时使I2也增大，反之当LED1的设定电流值减少时使I2也减少。
图10示出根据调光率使基准值VRef2改变的控制基准值生成电路24的具体电路例，图11示出控制基准值生成电路24生成的基准值VRef2设定概念的说明图。即，由调光率判定电路33判定来自外部的调光信号DIM1，当调光率比较高时，例如100％时，只使SW1导通的信号输入该控制基准值生成电路24，当调光率比较低时，例如50％时，则输入使SW1、SW2双方导通的信号。这样，根据调光率通过开、关SW1、SW2，能极细致地进行基准电压值的设定。
图10、图11中，因驱动电流控制电路10的响应速度与端电压有关，故表明有必要在调光率率低时使驱动电流控制电路10的端电压(FET时漏极—源极间的端电压，晶体管时集电极—发射极间的端电压)的设定值比调光率高时更高。一般，不判定调光率时，认为调光率为极低(0.5％)，必须设定高的端电压。
根据本实施形态，则通过设定供给电压控制用负反馈闭环CL1的频率响应为小于等于恒定电流控制用的负反馈闭环CL2的频率响应的1/20，能不损害恒定电流控制的频率响应，使供给电压控制用的负反馈闭环CL1稳定地动作。也就是，因各负反馈闭环CL1、CL2的频率响应特性相差达大于等于20倍，没有互相干涉造成不稳定，故能将恒定电流控制用的负反馈闭环CL2的增益及频率特性设定得高，从而能达到精度非常好的恒定电流特性。因此，对频繁地改变所需恒定电流值的那种领域的商品和要求极低调光性能的领域的商品，也能充分适应，特别能对车辆用的导航的液晶背照光中能达到必要的小于等于5％的极低调光率区域中的线性电流特性。
图15为将本实施形态的LED驱动装置产生的调光率与LED的电流之间的特性A，与以往例的特性B、便携电话用背照光的特性C进行比较并示出的曲线，可见，本实施形态的LED驱动装置能得到在小于等于5％的极低调光率区域的线性电流特性。