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一种两相直流偏置游标电机 控制器及控制方法

阅读：340发布：2020-05-08

专利汇可以提供一种两相直流偏置游标电机控制器及控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种两相直流偏置正弦电流电机控制器及控制方法，包括第一减法器、第二减法器、第三减法器、第四减法器、速度调节器、d轴电流调节器、q轴电流调节器、0轴电流调节器、脉宽调制器、变流器、电机位置传感器、A相及B相电流传感器和电流变换器。本发明在拓扑优化之后，驱动资源可以降为减少一半，同时控制芯片需要输出的控制信号也降为原来的一半。，下面是一种两相直流偏置游标电机控制器及控制方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种两相直流偏置游标电机控制器，其特征在于，包括第一减法器(1)、第二减法器(2)、第三减法器(3)、第四减法器(4)、速度调节器(5)、d轴电流调节器(6d)、q轴电流调节器(6q)、0轴电流调节器(60)、脉宽调制器(7)、变流器(8)、电机(9)、电机位置传感器(10)、A相及B相电流传感器(11)和电流变换器(12)；
第一减法器(1)用于接收电机转速给定值nr和电机转速测量值n，并将差值nr-n送入速度调节器(5)，速度调节器(5)的输出端通过第二减法器(2)、第三减法器(3)和第四减法器(4)分别连接至d轴电流调节器(6d)、q轴电流调节器(6q)以及0轴电流调节器(60)，d轴电流调节器(6d)、q轴电流调节器(6q)以及0轴电流调节器(60)的输出端均连接至脉宽调制器(7)，脉宽调制器(7)的输出端连接至变流器(8)，变流器(8)的输出端连接至电机(9)，电机(9)上连接有电机位置传感器(10)，变流器(8)与电机(9)之间还连接有A相及B相电流传感器(11)，A相及B相电流传感器(11)的输出端通过电流变换器(12)分别连接至第二减法器(2)、第三减法器(3)和第四减法器(4)，且电机位置传感器(10)的输出端分别连接至第一减法器(1)、脉宽调制器(7)和电流变换器(12)。
2.根据权利要求1所述的一种两相直流偏置游标电机控制器，其特征在于，所述变流器(8)由直流电源、第一MOS场效应管S1、第二MOS场效应管S2、第三MOS场效应管S3、第四MOS场效应管S4、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第三续流二极管D3、第四续流二极管D4和第五续流二极管D5构成；
第一MOS场效应管S1、第二MOS场效应管S2、第三MOS场效应管S3、第四MOS场效应管S4的漏极连接所述直流电源的正极；第一MOS场效应管S1的源极与第一续流二极管D1的负极相连，并连接电机(9)A相绕组的A端；第二MOS场效应管S2的源极与第二续流二极管D2的负极相连，并连接电机(9)B相绕组的B端；第三MOS场效应管S3的源极与第三续流二极管D3的负极相连，并连接电机(9)A相绕组的X端；第四MOS场效应管S4的源极与第四续流二极管D4的负极相连，并连接电机(9)B相绕组的Y端；第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第三续流二极管D3、第四续流二极管D4和第五续流二极管D5的负极与所述直流电源负极相连；第五续流二极管D5的正极与电机(9)的A、B相绕组的中点AN、BN相连；脉宽调制器(7)产生的A相PWM 信号作为第一MOS场效应管S1和第三MOS场效应管S3栅极的控制信号，脉宽调制器(7)产生的B相PWM信号作为第二MOS场效应管S2和第四MOS场效应管S4栅极的控制信号。
3.一种两相直流偏置游标电机控制方法，采用权利要求1所述的一种两相直流偏置游标电机控制器，其特征在于，电机转速给定值nr和电机转速测量值n送入第一减法器(1)，nr-n的差值送入速度调节器(5)，速度调节器(5)输出q轴电流给定值i*q，通过调节i*q，使得nr-n的差值始终为零，即n始终跟随nr的变化，电机(9)采取的策略为d轴电流给定值为0，0轴电流给定值与q轴电流给定值相等，即得到d轴电流给定值i*d、q轴电流给定值i*q和0轴电流给*
定值i0；
d轴电流给定值i*d与d轴电流反馈值id送入所述第二减法器(2)，i*d-id的差值送入d轴电流调节器(6d)，所述d轴电流调节器(6d)输出d轴电压给定值V*d，通过调节V*d，使得i*d-id的差值始终为零，即对i*d进行无差跟踪；
* *
q轴电流给定值iq与q轴电流反馈值iq送入所述第三减法器(3)，i q-iq的差值送入q轴电流调节器(6q)，所述q轴电流调节器(6q)输出q轴电压给定值V*q，通过调节V*q，使得i*q-iq的差值始终为零，即对i*q进行无差跟踪；
0轴电流给定值i*0与0轴电流反馈值i0送入所述第四减法器(4)，i*0-i0的差值送入0轴电流调节器(60)，所述0轴电流调节器(60)输出0轴电压给定值V*0，通过调节V*0，使得i*0-i0的差值始终为零，即i*0对进行无差跟踪；
V*d、V*q、V*0输入所述脉宽调制器(7)，进行空间矢量调制，分别产生A相PWM信号和B相PWM信号；
变流器(8)的输出电压作用在电机(9)绕组上，控制电机(9)绕组的A、B相的电流，产生对应于输入A相PWM信号和B相PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；最终实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
4.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，d轴电流反馈值id、q轴电流反馈值iq和0轴电流反馈值i0获取方式如下：
利用A相及B相电流传感器(11)分别测量得到A相两个分相电流iA+、iA-，B相两个分相电流iB+、iB-，由电机位置传感器(10)检测到的电机转子位置信号θr，将θr以及iA+、iA-、iB+、iB-输入电流变换器(12)，经过电流变换器(12)按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d、q、0轴电流信号，分别作为d轴电流反馈值id、q轴电流反馈值iq和0轴电流反馈值i0；
其中，p为电机的极对数，RMS(iA+)为A+分相电流的均方根值。
5.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述电机转速测量值n由电机位置传感器(10)测量到的转子位置信号θr经处理得到，具体：
6.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述速度调节器(5)按照下述过程输出q轴电流给定值i*q：所述速度调节器(5)对其输入进行判断，若nr-n的差值为零，则保持此时i*q为定值，并输出；若nr-n的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr增加，使得nr-n零，保持此时i*q为定值；若nr-n的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr减小，使得nr-n为零，保持此时i*q为定值。
7.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述d轴*
电流调节器(6d)按照下述过程输出d轴电压给定值Vd：所述d轴电流调节器(6d)对其输入进行判断，若i*d-id的差值为零，则保持此时V*d为定值，并输出；若i*d-id的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id增加，使得i*d-id为零，保持此时V*d为定值；若i*d-id的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id减小，使得i*d-id为零，保持此时V*d为定值。
8.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述q轴电流调节器(6q)按照下述过程输出q轴电压给定值V*q：所述q轴电流调节器(6q)对其输入进行判断，若i*q-iq的差值为零，则保持此时V*q为定值，并输出；若i*q-iq的差值为正，则不断增大q轴电压给定值V*q，直至q轴电流反馈值iq增加，使得i*q-iq为零，保持此时V*q为定值；若i*q-iq的差值为负，则不断减小q轴电压给定值V*q，直至q轴电流反馈值iq减小，使得i*q-iq为零，保持此时V*q为定值。
9.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述0轴电流调节器(60)按照下述过程输出0轴电压给定值V*0：所述0轴电流调节器(60)对其输入进* * *
行判断，若i0-i0的差值为零，则保持此时V0为定值，并输出；若i0-i0的差值为正，则不断增大0轴电压给定值V*0，直至0轴电流反馈值i0增加，使得i*0-i0为零，保持此时V*0为定值；若i*0-i0的差值为负，则不断减小0轴电压给定值V*0，直至0轴电流反馈值i0减小，使得i*0-i0为零，保持此时V*0为定值。
10.根据权利要求3所述的一种两相直流偏置游标电机控制方法，其特征在于，所述脉宽调制器(7)产生A相PWM信号和B相PWM信号包括下述过程：
(A)脉宽调制器(7)对电机转子位置信号θr以及进行旋转、静止变换，得到
其中为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V*b为静止坐标系下B相交流电压的给定值，p为电机的极对数；
(B)调制产生的A相交流电压占空比信号Ta＝V*a/Vdc，B相交流电压占空比信号Tb＝V*b/Vdc；针对V*0输出一个直流电压占空比信号T0＝V*0/Vdc，其中Vdc为变流器直流母线电源电压；
(C)最终得到A相PWM信号占空比TA：TA＝Ta+T0；B相PWM信号占空比TB：TB＝Tb+T0。

说明书全文

一种两相直流偏置游标电机 控制器及控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于交流电机驱动控制装置，具体涉及一种两相直流偏置游标电机控制器及控制方法，可用于新型两相直流偏置游标磁阻和游标永磁电机的驱动控制。

背景技术

[0002] 永磁电机具有低速大转矩的优良特性，但是永磁材料较高的价格导致永磁电机的成本居高不下，严重制约其在工业场合中的应用。传统开关磁阻电机虽然结构简单、成本低廉，但是其特有的运行方式决定了电机的噪声、振动较大，而且转矩脉动也很大。这些缺陷影响了开关磁阻电机的应用。为了结合两种电机的优点，近年来有学者提出了三相直流偏置游标磁阻电机。然而，三相直流偏置游标电机需要的功率开关器件数量过多，造成与其相配套的驱动、控制单元成本较高。两相电机的结构如图1所示，其包括01定子、02 转子、03绕组，以及转轴、机壳、端盖、位置传感器等其他通用结构件。该类电机可以采用单层分数槽非重叠集中绕组，其绕组包含A、B两相，每相绕组有两个小分相组成。两个小分相的连接方式如图2所示。每相绕组电流如图3(a)、图3(b)和图3(c)所示。每相绕组电流由直流分量和交流分量组成，直流分量用于构建励磁磁场回路，交流分量用于产生电磁转矩，直流偏置正弦电流电机采用最大转矩电流比控制方法时，须保持直流励磁分量幅值等于交流分量幅值。

[0003] 针对这种每相电流都包含交流、直流两种分量的直流偏置电机，现有控制器一般采用单相全桥变流器控制每相电流。采用单相全桥变流器的直流偏置型电机控制器一相绕组接线方式如图4所示，分别由四个可关断功率器件S11、S12、S13、S14构成，控制器采用的变流器存在的占用电力电子器件数量及控制器资源过多。

发明内容

[0004] 本发明的目的在于提供一种两相直流偏置游标电机控制器及控制方法，以解决现有控制器采用的变流器存在的占用电力电子器件数量及控制器资源过多的问题，本发明体积和重量较小，从原理上避免了传统结构存在的桥臂直通风险，提高了系统可靠性，在保证控制器性能的前提下，有效减少了电力电子器件的使用数量，特别是功率器件的使用数量，能够大幅度降低控制器成本，适用于新型两相直流偏置游标磁阻电机的驱动控制。

[0005] 为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

[0006] 本发明提供的两相直流偏置正弦电流电机控制器，包括第一减法器、第二减法器、第三减法器、第四减法器、速度调节器、d轴电流调节器、q轴电流调节器、0轴电流调节器、脉宽调制器、变流器、电机位置传感器、A相及B相电流传感器、电流变换器。

[0007] 电机转速给定值nr和电机转速测量值n送入第一减法器，nr-n的差值送入速度调节器，速度调节器输出q轴电流给定值i*q，通过调节iq，使得nr-n的差值始终为零，即n始终跟随nr的变化，直流偏置正弦电流电机采取的策略为d轴电流给定值为0，0轴电流给定值与q* *轴电流给定值相等，因此可以得到d轴电流给定值i d、q轴电流给定值iq、0轴电流给定值i*0；

[0008] 所述电机转速测量值由电机位置传感器测量到的转子位置信号θr经处理得到；

[0009] d轴电流给定值i*d与d轴电流反馈值id送入所述第二减法器，i*d-id的差值送入d轴电流调节器，所述d轴电流调节器输出d轴电压给定值V*d，通过调节V*d，使得i*d-id的差值始终为零，即对i*d进行无差跟踪；

[0010] q轴电流给定值i*q与q轴电流反馈值iq送入所述第三减法器，i*q-iq的差值送入q轴电流调节器，所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值V*q，通过调节V*q，使得的差值始终为零，即对i*q进行无差跟踪；

[0011] 0轴电流给定值i*0与0轴电流反馈值i0送入所述第四减法器，i*0-i0的差值送入0轴电流调节器，所述0轴电流调节器输出0轴电压给定值V*0，通过调节V*0，使得i*0-i0的差值始终为零，即对i*0进行无差跟踪；

[0012] V*d、V*q、V*0输入所述脉宽调制器，进行空间矢量调制，分别产生A相PWM信号、B相PWM信号；

[0013] 所述变流器由直流电源、4个MOS场效应管和5个续流二极管连接构成，其中，第一、第二、第三、第四MOS场效应管的漏极连接所述直流电源正极；第一MOS场效应管的源极与第一续流二极管的负极相连，并连接两相电机A相的一端；第三MOS场效应管的源极与第三续流二极管的负极相连，并连接两相电机A相的另一端；第二MOS场效应管的源极与第二续流二极管的负极相连，并连接两相电机B相的一端；第四MOS场效应管的源极与第四续流二极管的负极相连，并连接两相电机B相的另一端；第一、第二、第三、第四和第五续流二极管的正极与所述直流电源负极相连接；电机A、B相绕组的中点与第五续流二极管的正极相连接；所述A相PWM信号作为逆变器的第一、第三MOS场效应管栅极的控制信号，B相PWM信号作为逆变器的第二、第四MOS场效应管栅极的控制信号；

[0014] 变流器的输出电压作用在直流偏置正弦电流电机相绕组上，控制直流偏置正弦电流电机绕组的A、B相的电流，产生对应于输入PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；最终实现d、q、0轴电流的无差跟踪；

[0015] 所述A相及B相电流传感器分别测量得到A相两个分相电流iA+、iA-，B相两个分相电流iB+、iB-，由电机位置传感器检测到的电机转子位置信号θr以及iA+、iA、iB+、iB-输入所述电流变换器，经过电流变换器进行静止-旋转坐标变换，得到d、q、0轴电流信号，并分别作为d轴电流反馈值id、q轴电流iq、0轴电流反馈值i0；

[0016] 所述速度调节器按照下述过程输出q轴电流给定值i*q；

[0017] 所述速度调节器对其输入进行判断，若nr-n的差值为零，则保持此时i*q为定值，并输出；

[0018] 若nr-n的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr增加，使得nr-n为零，保持此时i*q为定值，以维持nr-n的差值始终为零；

[0019] 若nr-n的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr减小，使得nr-n为零，保持此时i*q为定值，以维持nr-n的差值始终为零；

[0020] 所述d轴电流调节器按照下述过程输出d轴电压给定值V*d；

[0021] 所述d轴电流调节器对其输入进行判断，若i*d-id的差值为零，则保持此时V*d为定值，并输出；

[0022] 若i*d-id的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id增加，使得i*d-id为零，保持此时V*d为定值，以维持i*d-id的差值始终为零；

[0023] 若i*d-id的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id减小，使得i*d-id为零，保持此时V*d为定值，以维持i*d-id的差值始终为零；

[0024] 所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值V*q、0轴电流调节器输出0轴电压给定值V*0的过程与上述过程相同，仅仅需要改变对应参数。

[0025] 所述脉宽调制器产生A、B相PWM信号包括下述过程：

[0026] (A)所述脉宽调制器对电机转子位置信号θr以及V*d、V*q进行旋转、静止变换，得到* *Va、Vb；

[0027]

[0028] 其中V*a为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V*b为静止坐标系下B相交流电压的给定值，p为电机的极对数；

[0029] (B)调制产生的A相交流电压占空比信号Ta＝V*a/Vdc，B相交流电压占空比信号Tb＝* * *Vb/Vdc；针对V0输出一个直流电压占空比信号T0＝V0/Vdc，其中Vdc为变流器直流母线电源电压；

[0030] (C)最终得到A相PWM信号占空比TA：TA＝Ta+T0；B相PWM信号占空比TB：TB＝Tb+T0。

[0031] 所述电流变换器对电机转子位置信号θr以及iA+、iA-、iB+、iB-按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d轴电流反馈值id、q轴电流反馈值iq，0轴电流反馈值i0为A相或B相相电流幅值；

[0032]

[0033]

[0034] 其中RME(iA+)为A+分相电流的均方根值。

[0035] 本发明能够实现新型两相直流偏置游标磁阻电机的优化控制策略，根据直流偏置正弦电机电磁转矩公式：其中Te为直流偏置正弦电流电机的电磁转矩，p为电机极对数，Ldc为电机0轴等效电感，i0为电机0轴电流，iq为电机q轴电流，定义电机相电流有效值为：即为id、iq、i0在三维空间中合成的矢量电流。

[0036] 与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

[0037] 本发明变流器对传统的单相全桥变流器拓扑结构进行优化，根据负载电机的单相电流特性，每个半桥的一个可关断功率器件用续流二极管替代，所采用的续流二极管需具有快恢复特性，当可关断器件进行关断动作，续流二极管能够迅速进入导通状态，构成电机单相电流控制回路；由于电机单向电流控制回路每个桥臂都只包含一个可关断功率器件和一个续流二极管，从物理上避免了桥臂直通的危险，彻底解决了传统全桥结构变流器带来的桥臂直通问题，增强系统的可靠性与稳定性；

[0038] 和传统结构相比，构成本发明变流器的电力电子器件中，可关断器件和二极管数量均减少一半，由于驱动可关断器件的门极驱动电路相应减少一半，并且用于发生PWM驱动信号的数字信号处理的脉宽调制输出需求也同步减少，所需的总体器件较少，减少了系统的体积和重量，提高了系统的功率密度。

[0039] 综上所述，本发明体积和重量较小，从原理上避免了传统结构存在的桥臂直通风险，提高了系统可靠性，在保证控制器性能的前提下，有效减少了电力电子器件的使用数量，特别是功率器件的使用数量，能够大幅度降低控制器成本，适用于新型两相直流偏置游标磁阻电机的驱动控制。附图说明

[0040] 图1为两相直流偏置游标磁阻电机横截面示意图；

[0041] 图2为两相直流偏置游标磁阻电机A相绕组接线图；

[0042] 图3(a)为直流偏置游标磁阻电机一相相电流的直流分量示意图；

[0043] 图3(b)为直流偏置游标磁阻电机一相相电流的交流分量示意图；

[0044] 图3(c)为直流偏置游标磁阻电机一相相电流的示意图；

[0045] 图4为现有的直流偏置型电机控制器一相绕组的接线方式(单相全桥逆变拓扑结构)示意图；

[0046] 图5为本发明的结构示意图；

[0047] 图6为本发明的变流器结构示意图。

[0048] 其中，1、第一减法器；2、第二减法器；3、第三减法器；4、第四减法器；5、速度调节器；6d、d轴电流调节器；6q、q轴电流调节器；60、0轴电流调节器；7、脉宽调制器；8、变流器；9、电机；10、电机位置传感器；11、A相及B相电流传感器；12、电流变换器。

具体实施方式

[0049] 下面结合附图对本发明作进一步的描述：

[0050] 本发明让直流偏置电路中的直流分量略大于交流分量幅值，此时输出转矩略微下降，但可保证电机在运行时电流方向始终不变，仅电流大小变化，所以图4中器件S12和S13仅仅起到导通续流作用，四个器件均采用脉宽调制方式输出指令电压。由于功率器件S12和S13不控制绕组电流，对开关作用并没有需求，所以可以简化为续流二极管。

[0051] 通过以上分析可以发现电机控制器的可关断功率器件数量从每相4个减少到2个，每相仅仅增加一个续流二极管，整个系统所需要的可关断功率器件数量从12个减少到4个，由于可关断功率器件价格要高于续流二极管，系统成本大幅度降低。

[0052] 对有关问题解释如下：在电机控制领域经常将自然坐标系ABC(即三相静止坐标系)变换到两相静止坐标系(α-β坐标系)，以及同步旋转坐标系dq0(旋转坐标系)，ABC轴在空间上互差120°电角度；d、q、0轴在三维dq0空间上互相垂直，并围绕0轴以pωr的转速同步旋转，其中p为电机极对数，ωr为电机机械角速度。在本发明中，由于只有两相绕组，所以可以直接进行两相静止坐标系和旋转坐标系之间的变换。

[0053] 传统拓扑的变流器，每相绕组需要配置两路PWM信号，与之相对应需要两组驱动单元，两路控制信号。本发明在拓扑优化之后，驱动资源可以降为减少一半，同时控制芯片需要输出的控制信号也降为原来的一半。

[0054] 如图5所示，本发明包括第一减法器1、第二减法器2、第三减法器3、第四减法器4、速度调节器5、d轴电流调节器6d、q轴电流调节器6q、0轴电流调节器60、脉宽调制器7、变流器8、电机9、电机位置传感器10、A相及B相电流传感器11、电流变换器12；

[0055] 电机转速给定值nr和电机转速测量值n送入第一减法器1，nr-n的差值送入速度调节器5，速度调节器5输出q轴电流给定值i*q，通过调节iq，使得nr-n的差值始终为零，即n始终跟随nr的变化，直流偏置正弦电流电机在最大转矩电流比工作状态状态时，d轴电流给定值为0，q轴与0轴电流给定值相等，因此可以得到d轴电流给定值i*d、q轴电流给定值i*q、0轴电流给定值i*0；

[0056] 所述电机转速测量值由电机位置传感器10测量到的转子位置信号θr经处理得到，即由

[0057] 得到；

[0058] d轴电流给定值i*d与d轴电流反馈值id送入所述第二减法器2，i*d-id的差值送入d轴电流调节器6d，所述d轴电流调节器6d输出d轴电压给定值V*d，通过调节V*d，使得i*d-id的差值始终为零，即对i*d进行无差跟踪；

[0059] q轴电流给定值i*q与q轴电流反馈值iq送入所述第三减法器3，i*q-iq的差值送入q轴电流调节器6q，所述q轴电流调节器6q输出q轴电压给定值V*q，通过调节V*q，使得i*q-iq的差值始终为零，即对i*q进行无差跟踪；

[0060] 0轴电流给定值i*0与0轴电流反馈值i0送入所述第四减法器4，i*0-i0的差值送入0轴电流调节器60，所述0轴电流调节器60输出0轴电压给定值V*0，通过调节V*0，使得i*0-i0的差值始终为零，即对i*0进行无差跟踪；

[0061] V*d、V*q、V*0输入所述脉宽调制器7，进行空间矢量调制，分别产生A相PWM信号、B相PWM信号；

[0062] 如图6所示，所述变流器8由直流电源、4个MOS场效应管和5个续流二极管连接构成，其中，第一MOS场效应管S1、第二MOS场效应管S2、第三MOS场效应管S3、第四MOS场效应管S4的漏极与所述直流电源正极相连；第一MOS场效应管S1的源极与第一续流二极管D1的负极相连，并连接两相电机A相的一端A；第三MOS场效应管S3的源极与第三续流二极管D3的负极相连，并连接两相电机A相的另一端X；第二MOS场效应管S2的源极与第二续流二极管D2的负极相连，并连接两相电机B相的另一端B；第四MOS场效应管S4的源极与第三续流二极管D4的负极相连，并连接两相电机B相的另一端Y；第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第三续流二极管D3、第四续流二极管D4的正极与所述直流电源负极相连；第五续流二极管D5的负极与所述直流电源的负极相连，正极与两相电机A、B相绕组的中点AN、BN相连。所述A相PWM信号作为逆变器的第一MOS场效应管S1、第三MOS场效应管S3栅极的控制信号，B相PWM信号作为逆变器的第二MOS场效应管S2、第四MOS场效应管S4栅极的控制信号；

[0063] 如图5所示，变流器8的输出电压作用在直流偏置正弦电流电机相绕组上，控制直流偏置游标磁阻电机9绕组的A、B相的电流，产生对应于输入PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；最终实现d、q、0轴电流的无差跟踪；

[0064] 所述A相及B相电流传感器11分别测量得到A相两个分相电流信号iA+、iA-、B相两个分相电流信号iB+、iB-，由电机位置传感器10检测到的电机转子位置信号θr以及iA+、iA-、iB+、iB-输入所述电流变换器，经过电流变换器12进行静止-旋转坐标变换，得到d、q、0轴电流信号，并分别作为d轴电流反馈值id、q轴电流iq、0轴电流反馈值i0；

[0065] 所述速度调节器5按照下述过程输出q轴电流给定值i*q；

[0066] 所述速度调节器5对其输入进行判断，若nr-n的差值为零，则保持此时i*q为定值，并输出；

[0067] 若nr-n的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr增加，使得nr-n零，保持此时i*q为定值，以维持nr-n的差值始终为零；

[0068] 若nr-n的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i*q，直至电机转速反馈值nr减小，使得nr-n为零，保持此时i*q为定值，以维持nr-n的差值始终为零；

[0069] 所述d轴电流调节器按照下述过程输出d轴电压给定值V*d；

[0070] 所述d轴电流调节器6d对其输入进行判断，若i*d-id的差值为零，则保持此时V*d为定值，并输出；

[0071] 若i*d-id的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id增加，* * *使得id-id为零，保持此时Vd为定值，以维持id-id的差值始终为零；

[0072] 若i*d-id的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V*d，直至d轴电流反馈值id减小，使得i*d-id为零，保持此时V*d为定值，以维持i*d-id的差值始终为零；

[0073] 所述q轴电流调节器6q输出q轴电压给定值V*q、0轴电流调节器60输出0轴电压给定值V*0的过程与上述过程相同，仅仅需要改变对应参数。

[0074] 所述脉宽调制器7产生A、B相PWM信号包括下述过程：

[0075] (A)所述脉宽调制器7对电机转子位置信号θr以及V*d、V*q、V*d0旋转、静止变换，得到V*a、V*b；

[0076]

[0077] 其中为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V*b为静止坐标系下B相交流电压的给定值，p为电机的极对数；

[0078] (B)调制产生的A相交流电压占空比信号Ta＝V*a/Vdc，B相交流电压占空比信号Tb＝V*b/Vdc；针对V*0输出一个直流电压占空比信号T0＝V*0/Vdc，其中Vdc为变流器直流母线电源电压；

[0079] (C)最终得到A相PWM信号占空比TA：TA＝Ta+T0；B相PWM信号占空比TB：TB＝Tb+T0。

[0080] 所述电流变换器12对电机转子位置信号θr以及iA+、iA-、iB+、iB-按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d轴电流反馈值id、q轴流反馈值iq，0轴电流反馈值i0为A相或B相电流幅值；

[0081]

[0082]

[0083] 本发明适合于应用对成本控制敏感的电机驱动场合，包括但不限于消费级的洗衣机、空调、吸尘器、冰箱等家用电器驱动电机，割草机以及低速电动车驱动电机等。这些应用场合对于电机性能和控制精度的要求往往不是特别高，但是考虑到商业化生产，对于成本极为敏感。低成本、高可靠性的直流偏置游标电机驱动系统是一个不错的选择。

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