技术领域
[0001] 本
发明涉及功率变换器领域，具体涉及一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制方法及其控制电路。
背景技术
[0002] 为了实现直流功率的双向传输，双向DC/DC功率变换器被广泛应用在直流UPS电源系统、航天电源系统、电动
汽车及移动发电系统等应用领域。在这些应用领域中,双向DC/DC功率变换器作为
接口变换器，允许超级电容等储能设备在宽
电压范围内工作，提高了其
能量利用率和使用寿命，同时双向DC/DC功率变换器还可以通过串并联来提高其功率容量，使得超级电容等构成的储能单元配置更灵活。双向DC/DC功率变换器在功能上可以等效看作是两个单向DC/DC功率变换器的组合，其功率流向既可由
输入侧流向
输出侧，也可由输出侧流入输入侧，实现了功率的双向流动。作为典型的“一机两用”设备，双向DC/DC功率变换器可以大幅度减轻系统的体积、重量和成本，应用前景广阔，因此具有重要的研究意义和研究价值。
[0003] 目前，对于双向DC/DC功率变换器的拓扑和效率等方面的研究，国内外学者已经取得了大量的研究成果。但随着运用场合的增加，对双向DC/DC功率变换器的响应性能越来越严苛，相应的对其控制技术也提出了更高的要求。
[0004] 对于双向DC/DC功率变换器控制技术的研究，国内外已经获得了一系列研究成果，比如《Sliding mode control of a bidirectional DC/DC converter with constant power load》,IEEE First International Conference on DC Microgrids,IEEE,2015:287-292，文中将滑膜控制应用于控制双向DC/DC变换器，实现
输出电压和负载大幅度扰动下双向功率变换器的良好响应性能；《双向全桥DC-DC变换器的负载
电流前馈控制方法》,中国
电机工程学报,2016,36(9):2478-2485，文中提出一种负载电流前馈控制，加快了负载突变时双向功率变换器的响应性能；《
蓄电池与超级电容混合储能系统的控制策略》,电工技术学报,2014,29(4):334-340，文中基于负载功率高频分量检测的方法，提高了双向功率变换器的响应性能来抑制负载突变对直流
母线造成的冲击。
[0005] 虽然这些控制技术一定程度上可以较好地满足功率变换器的响应性能，但它们都至少存在以下缺点之一：1)忽略了对输入电压的控制要求，不能满足双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制要求；2)至少需要两套独立的
控制器来实现对双向DC/DC功率变换器的双向功率流动控制，即对功率变换器输入端和输出端的控制需要单独的控制器来分开控制，导致双向功率控制切换不平滑；3)系统的
开关频率是变化的，且存在输出抖动。
发明内容
[0006] 本发明目的在于提供一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制方法及其控制电路，用于稳定控制
直流母线侧电压VBus。
[0007] 为达成上述目的，本发明提出如下技术方案：
[0008] 本发明的控制电路及其控制方法主要是在PWM输出控制的
基础上，结合了平均电流模式控制和滞环电流
限幅环节实现双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制。假设以超级电容构成的储能单元接口双向DC/DC功率变换器来控制母线电压为例，本发明的控制电路及其控制方法以母线电压的稳定作为首要控制目标，其次兼顾超级电容的过压欠压保护以及最大持续工作电流限幅问题，能较好地满足接口变换器双端口稳定控制的控制要求，同时通过同一个控制器实现双向功率流动的平滑切换控制。
[0009] 一种双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制电路，包括依次并联相接的储能单元、储能侧分压检测电路、储能侧滤波和储能电路、开关管功率电路、直流母线侧滤波电路、母线侧分压检测电路和直流母线，以及连接开关管功率电路的驱动电路和控制器，控制器提供PWM控制
信号，控制驱动电路驱动开关管功率电路中相应的MOS管开通和关断，在母线侧电容C两端形成一定稳定
精度的直流母线侧电压VBus；
[0010] 所述控制器对所述驱动电路的控制包括：
[0011] 1)储能侧电压VSC处于储能单元给定工作电压下限
阈值范围内时，则执行储能单元的欠压保护；
[0012] 2)储能侧电压VSC处于储能单元给定工作电压上限阈值范围内时，则执行储能单元的过压保护；
[0013] 3)储能侧电压VSC处于储能单元给定工作电压上限阈值范围和下限阈值范围之间时，则执行ACM控制
算法，同时限制储能单元最大持续充电和放电电流的作用。
[0014] 进一步的，所述储能侧分压检测电路并联于储能单元的两端，测量储能侧电压VSC的实际值，再经过储能单元电压
采样差分放大电路进行放大，输入控制器中，输入的储能单元电压采样差分放大信号与滞环限幅环节的储能单元给定工作电压上限阈值范围和下限阈值范围进行比较，判断是否执行储能单元的过压和欠压功能；
[0015] 所述储能侧分压检测电路由
电阻R1和电阻R2构成，电阻R1和电阻R2
串联后并联在储能单元的两端；所述储能单元电压采样差分放大电路由电阻R5、电阻R6和
运算放大器OPA1，将电阻R2上端的电压信号引出作为储能侧电压VSC的实际检测值，经过电阻R5连接到
运算放大器OPA1的正端，运算放大器OPA1的负端串联电阻R6后与它的输出端相连，构成储能单元电压采样差分放大电路，运算放大器OPA1输出至控制器，控制器执行设定的控制算法，产生PWM
控制信号；
[0016] 所述母线侧分压检测电路并联于直流母线的两端，测量直流母线电压VBus的实际值，再经过母线电压采样差分放大电路进行放大，输入控制器中，输入的母线电压采样差分放大信号与母线侧电压参考值Vref的偏差，作为ACM控制的电压外环输入偏差信号；
[0017] 所述母线侧分压检测电路由电阻R3和电阻R4构成，电阻R3和电阻R4串联后并联在直线母线上；所述母线电压采样差分放大电路由电阻R11、电阻R12和运算放大器OPA3构成，将电阻R4上端的电压信号引出作为直流母线电压VBus的实际检测值，经过电阻R11连接到运算放大器OPA3的正端，运算放大器OPA3的负端串联电阻R12后与它的输出端相连，构成一个母线电压采样差分放大电路，运算放大器OPA3再输出至控制器，控制器执行设定的控制算法，产生PWM控制信号；
[0018] 所述储能侧滤波和储能电路包括储能电感L和储能侧滤波电容C1；所述储能单元的负端和开关管功率电路的负端之间设置有电感电流串电阻检测电路，电感电流串电阻检测电路由电阻R0构成，电阻R0的一端接储能单元的负端，另一端接地；所述开关管功率电路包括续流
二极管D1、
续流二极管D2、MOS管Q1和MOS管Q2，MOS管Q1的漏极与续流二极管D1的
阴极连接，MOS管Q1的源极与续流二极管D1的
阳极连接；MOS管Q2的漏极连接着续流二极管D2的阴极、储能电感L和MOS管Q1的源极，MOS管Q2的源极连接着续流二极管D2的阳极和电阻R0的接地端相连；
[0019] 所述电阻R0接储能单元负端的电压信号引出作为电感电流iL的实际检测值，再经过电感电流采样差分放大电路进行放大，输入控制器中，输入的电感电流采样差分放大信号与电压外环
输出信号的偏差，作为ACM控制的电流内环输入偏差信号；
[0020] 所述电感电流采样差分放大电路由电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10和运算放大器OPA2构成，将电阻R0接储能单元负极一端的电压信号引出作为电感电流iL的实际检测值，经过电阻R9连接到运算放大器OPA2的负端，运算放大器OPA2的负端再串联电阻R10后与它的输出端相连；1.8V的偏置电压Vref_1.8V串联电阻R7和R8后再接地，电阻R7和R8的公共连接端再与运算放大器OPA2的正端连接，如此构成一个电感电流采样差分放大电路，运算放大器OPA2输出至控制器，控制器执行设定的控制算法。
[0021] 进一步的，所述控制器由ACM控制构成，包括滞环电流限幅环节、电压外环PID、电流内环PID和互补PWM信号输出控制环节；
[0022] 所述滞环电流限幅环节加入在电流内环PID的输入端，所述互补PWM信号输出控制环节输出的互补PWM信号经过驱动电路，送至开关管功率电路中MOS管Q1、Q2Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作。
[0023] 进一步的，所述控制器滞环限幅环节控制算法如下：
[0024] 1)当储能侧的储能单元放电至电压处于区间[VSCmin,VSCmin+Δv]时，滞环限幅环节执行欠压保护功能，此时储能单元的放电电流参考值iSCref(即放电电感电流参考值iLref)线性减小，储能单元的放电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最大正向放电电流ISCmax可表示为
[0025]
[0026] 其中,ISCRate为储能单元的最大持续工作电流，vSCMea为储能单元端电压测量值，VSCmin为储能单元的最小工作电压，Δv为超级电容开始逐渐退出当前工作状态的电压阈值；
[0027] 储能侧的储能单元继续放电至电压小于储能单元的最小工作电压VSCmin时，储能单元退出放电工作状态，此时只允许充电，且负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate；
[0028] 2)当储能侧的储能单元充电至电压处于区间[VSCmax-Δv,VSCmax]时，滞环限幅环节执行过压保护功能，此时储能单元的充电电流参考值iSCref(即充电电感电流参考值iLref)线性减小，储能单元的充电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最小负向充电电流ISCmin可表示为
[0029]
[0030] 其中，VSCmax为储能单元的最大工作电压；
[0031] 储能侧的储能单元继续充电至电压大于储能单元的最大工作电压VSCmax时，储能单元退出充电工作状态，此时只允许放电,且正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate；
[0032] 3)当储能侧的储能单元电压处于区间[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]内时，滞环限幅环节执行限制储能单元的充电和放电电流不超过最大持续工作电流的功能，储能单元允许的负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate，且允许的正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate，并执行控制器设定的ACM控制算法来稳定直流母线电压VBus。
[0033] 进一步的，所述ACM控制由模拟控制电路实现。
[0034] 进一步的，所述ACM控制通过数字控制电路，即数字PID来实现。
[0035] 本发明提供一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定的控制方法，当双向DC/DC功率变换器工作于充电Buck模式或放电Boost模式时，由母线侧输入在额定范围内变化的直流电压，即直流母线电压VBus，功率变换器通过储能电感L和滤波电容C1构成的储能侧的滤波和储能电路向储能侧传递能量；
[0036] 分压检测电路测量出直流母线电压VBus和储能侧电压VSC的实际值，并通过串入电阻R0检测电感电流值；得到的直流母线电压VBus、储能侧电压VSC的实际测量值经过差分放大，以及电感电流加偏置电压后进行差分放大；三种差分放大信号输入控制器，执行设定的充电Buck模式或放电Boost模式下的具有滞环动态限幅的ACM控制，产生的互补PWM控制信号经过驱动电路送至开关管功率电路中的MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制母线侧滤波电路得到高精度、稳定的直流母线电压VBus。
[0037] 由以上技术方案可知，本发明的技术方案提供了双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制电路，与
现有技术相比，具有如下有益效果：
[0038] (1)本发明兼顾双向DC/DC功率变换器的储能侧和母线侧的双端口电压控制要求，以直流母线电压的稳定作为首要控制目标，其次兼顾超级电容构成的储能设备的过压欠压保护以及最大持续工作电流限幅问题，能较好地满足接口功率变换器双端口稳定控制的控制要求，特别适合于需要双端口稳定控制、维持电压高精度的稳定、双向功率流动的应用场合；
[0039] (2)由于本发明的控制器输出信号采用互补PWM输出控制，建模得到的式(1-8)表示的稳态方程说明互补PWM控制可以实现功率双向流动的平滑切换，并且由以上设计过程的分析知，同一套ACM控制器也能够完成功率双向流动的控制，ACM控制器的电流环加入的滞环限幅环节也具备双向功率控制的特点，这些特性使得本发明可以通过同一套控制器实现功率双向流动的平滑切换控制；
[0040] (3)本发明的控制器输出的开关频率是固定的，并且不存在输出抖动问题；控制器既可以通过模拟控制电路来实现，也可以通过数字控制电路来实现，且适用于任意类型的双向DC/DC功率变换器；
[0041] (4)本发明能较好地满足双向DC/DC功率变换器双端口电压稳定控制的控制要求，适用于基于母线侧电压作为高压侧时高精度的稳定控制，且兼顾低压储能侧储能设备的过压欠压保护，同样适用于母线侧电压作为低压侧时高精度的稳定控制，高压储能侧端口电压的过压欠压保护，即适用于任意形式的双端口稳定控制的控制特点。
[0042] 应当理解，前述构思以及在下面更加详细地描述的额外构思的所有组合只要在这样的构思不相互矛盾的情况下都可以被视为本公开的发明主题的一部分。
[0043] 结合
附图从下面的描述中可以更加全面地理解本发明教导的前述和其他方面、
实施例和特征。本发明的其他附加方面例如示例性实施方式的特征和/或有益效果将在下面的描述中显见，或通过根据本发明教导的具体实施方式的实践中得知。
附图说明
[0044] 附图不意在按比例绘制。在附图中，在各个图中示出的每个相同或近似相同的组成部分可以用相同的标号表示。为了清晰起见，在每个图中，并非每个组成部分均被标记。现在，将通过例子并参考附图来描述本发明的各个方面的实施例，其中：
[0045] 图1为本发明的控制电路图；
[0046] 图2为本发明的控制算法原理图；
[0047] 图3为滞环电流限幅环节的实现原理图；
[0049] 图5为双向Buck-Boost接口功率变换器在不同阶段的等效电路；
[0050] 图6为占空比D与平均电感电流IL的正相关示意图；
[0051] 图7为ACM控制的系统控制框图；
[0052] 图8为补偿前后电流环路增益的波特图；
[0053] 图9为电流内环控制环路的完整控制框图；
[0054] 图10为补偿前后电压环路增益的波特图；
[0055] 图11为ACM控制的系统实现框图；
[0056] 图12为超级电容器组过压与欠压保护仿真
波形；
[0057] 图13为超级电容器组过压与欠压保护实验波形；
[0058] 图14为ACM控制的仿真结果；
[0059] 图15为ACM控制的实验结果。
[0060] 图16为储能单元作为高压侧过压与欠压保护仿真波形；
[0061] 图17为母线侧作为低压侧ACM控制的仿真结果。
[0062] 图中，各标记的具体意义为：
[0063] 1-储能单元，2-储能侧分压检测电路，3-储能侧的滤波和储能电路，4-电感电流串电阻检测电路，5-开关管功率电路，6-直流母线侧滤波电路，7-母线侧分压检测电路，8-直流母线，9-母线电压采样差分放大电路，10-驱动电路，11-控制器，12-电感电流采样差分放大电路，13-储能单元电压采样差分放大电路。
具体实施方式
[0064] 为了更了解本发明的技术内容，特举具体实施例并配合所附图式说明如下。
[0065] 在本公开中参照附图来描述本发明的各方面，附图中示出了许多说明的实施例。本公开的实施例不必定意在包括本发明的所有方面。应当理解，上面介绍的多种构思和实施例，以及下面更加详细地描述的那些构思和实施方式可以以很多方式中任意一种来实施，这是因为本发明所公开的构思和实施例并不限于任何实施方式。另外，本发明公开的一些方面可以单独使用，或者与本发明公开的其他方面的任何适当组合来使用。
[0066] 一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定的控制方法，其过程为：
[0067] 储能侧的储能单元1接口双向DC/DC功率变换器来控制功率变换器母线侧母线电压为例，当双向DC/DC功率变换器工作于充电降压模式(充电Buck模式)时，由输入端(母线侧)输入在额定范围内变化的直流电压即直流母线电压VBus，功率变换器通过储能电感L和滤波电容C1构成的储能侧的滤波和储能电路向输出端(储能侧)传递能量。
[0068] 分压检测电路测量出直流母线电压VBus和储能侧电压VSC的实际值，并通过串入电阻R0检测电感电流值；得到的直流母线电压和储能侧电压的实际测量值直接经过差分运放进行一定比例放大，而检测到的电感电流对应的电压值具有正负值的变化，故需要在差分运放的正输入端加入+1.8V的偏置电压得到正值范围内变化的差分输入电压，再进行一定的差分比例放大；接着输入控制器11，执行设定的充电Buck模式下的具有滞环动态限幅的平均电流模式(Average Current Mode,ACM)控制，产生的互补PWM控制信号经过驱动电路送至开关管功率电路中的MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制母线侧滤波电路得到高精度、稳定的直流母线电压VBus。
[0069] 同理，当双向DC/DC功率变换器工作于放电升压模式(放电Boost模式)时，由储能侧的储能单元1输入在额定范围内变化的直流电压即直流母线电压VSC，功率变换器通过储能电感L和滤波电容C构成的母线侧滤波和储能电路向输出端(母线侧)传递能量；分压检测电路测量出直流母线电压VBus和储能侧电压VSC的实际值，并通过串入电阻R0检测电感电流值；得到的直流母线电压和储能侧电压的实际测量值直接经过差分运放进行一定比例放大，而检测到的电感电流对应的电压值具有正负值的变化，故需要在差分运放的正输入端加入+1.8V的偏置电压得到正值范围内变化的差分直流母线电压，再进行一定的差分比例放大；接着输入控制器11，执行设定的放电Boost模式下的具有滞环动态限幅的ACM控制，产生的互补PWM控制信号经过驱动电路10送至开关管功率电路5中的MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制母线侧滤波电路得到高精度、稳定的储能侧电压VBus。
[0070] 其中，从安全裕量和储能利用率等方面综合考虑，
蓄电池和超级电容等储能设备的正常工作电压范围可
选定为[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]，当储能侧分压检测电路检测出储能侧电压VSC在正常工作电压范围[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]内时，控制器11执行ACM控制器对应的控制算法，此时ACM控制器的动态限幅环节只需限制超级电容等储能设备的充电和放电电流不超过最大持续工作电流ISCRate即可；当储能侧分压检测电路检测出储能侧电压VSC低于电压阈值下限(VSCmin+Δv)时，ACM控制器的动态限幅环节可开始进入欠压保护状态；当储能侧分压检测电路2检测出储能侧电压VSC高于电压阈值上限(VSCmax-Δv)时，ACM控制器的动态限幅环节可开始进入过压保护状态。
[0071] 实施例1
[0072] 如图1所示的控制电路中，储能单元1侧作为储能侧，直流母线8作为母线侧，假设以控制母线侧的电压为例，VSC为储能侧电压，VBus为母线侧直流母线电压。
[0073] 储能侧和母线侧电压是在额定范围内变化的直流电压，它们允许在某一瞬时出现较大的纹波成分，由控制器11提供PWM控制信号来控制开关管功率电路5中相应的MOS管开通和关断，再经过母线侧滤波电路6在母线侧电容C两端形成一定稳定精度的母线侧电压VBus，功率变换器所连接的直流母线8并联连接在母线侧电容C两端。
[0074] 母线侧分压检测电路7并联于直流母线8的两端，测量母线侧电压VBus的实际值，再经过母线电压采样差分放大电路9进行放大，输入模拟或数字控制器11中，输入的母线电压采样差分放大信号与母线侧电压参考值Vref的偏差，作为ACM控制的电压外环输入偏差信号，再根据ACM控制的电压外环输出的电感电流参考值的正负变化，来控制功率电路电感电流的正负变化，达到双向功率流动的控制。
[0075] 电感电流串电阻检测电路4串联于储能侧的接地端，测量电感电流iL的实际值，再经过电感电流采样差分放大电路12进行放大，输入控制器11中，输入的电感电流采样差分放大信号与电压外环输出信号的偏差，作为ACM控制的电流内环的输入偏差信号；储能侧分压检测电路2并联于储能单元的两端，测量储能侧电压VSC的实际值，再经过储能单元电压采样差分放大电路13进行放大，输入模拟或数字控制器11中，输入的储能单元电压采样差分放大信号与滞环限幅环节的储能单元工作电压上下限阈值进行比较，判断是否执行储能单元的过压和欠压功能。
[0076] 若储能侧电压低于给定工作电压下限阈值范围时，则执行设定的储能单元的欠压保护算法；否则，若储能侧电压超过给定工作电压上限阈值范围时，则执行设定的储能单元的过压保护算法；若储能侧电压处于给定工作电压上限和下限阈值范围内时，则执行设定的ACM控制算法，同时滞环限幅环节起限制储能单元最大持续充电和放电电流的作用；模拟或数字控制器11执行ACM控制算法时，若直流母线侧电压低于设定的电压阈值时，功率变换器工作在放电Boost模式；若直流母线侧电压超过设定的电压阈值时，功率变换器工作在充电Buck模式。
[0077] 无论控制器11执行何种算法，产生的PWM波控制信号均通过驱动电路10，送至开关管功率电路5中的MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制母线侧滤波电路6输出高精度、稳定的母线侧电压VBus。
[0078] 所述的储能单元1通常由蓄
电池组或超级电容器组等构成，蓄电池组或超级电容器组的正极连接着储能电感L和储能侧滤波电容C1，负极接储能侧滤波电容C1的另一端。
[0079] 如附图2所示，储能侧分压检测电路2由电阻R1和电阻R2构成，电阻R1和电阻R2的阻值比由模拟或数字控制器11内部的储能侧参考电压的大小决定，通常选用1k以上的电阻串联后并联在储能单元的两端。将电阻R2上端的电压信号引出作为储能侧电压VSC的实际检测值，经过电阻R5连接到储能单元电压采样差分放大电路13中的运算放大器OPA1的正端，运算放大器OPA1的负端串联电阻R6后与它的输出端相连，构成一个储能单元电压采样差分放大电路13。再输入至模拟或数字控制器11，控制器11执行设定的控制算法。
[0080] 储能侧滤波和储能电路3包括储能电感L和储能侧滤波电容C1，储能电感L的一端连接着储能侧滤波电容C1和蓄电池组或超级电容器组的正极，另一端与MOS管Q2的漏极相连，储能侧滤波电容C1的另一端与储能侧蓄电池组或超级电容器组的负极相连。
[0081] 如附图2所示，电感电流串电阻检测电路4由电阻R0构成，电阻R0通常选用1‰精度的精密电阻，电阻R0的一端接储能单元的负极，另一端接地。将电阻R0接储能单元负极一端的电压信号引出作为电感电流iL的实际检测值，经过电阻R9连接到储能单元电压采样差分放大电路12中的运算放大器OPA2的负端，运算放大器OPA2的负端再串联电阻R10后与它的输出端相连；1.8V的偏置电压Vref_1.8V串联电阻R7和R8后再接地，电阻R7和R8的公共连接端再与运算放大器OPA2的正端连接，如此构成一个电感电流采样差分放大电路12。再输入至控制器11，控制器11执行设定的控制算法。
[0082] 开关管功率电路5包括续流二极管D1、续流二极管D2、MOS管Q1和MOS管Q2；MOS管Q1的漏极与续流二极管D1的阴极连接，MOS管Q1的源极与续流二极管D1的阳极连接；MOS管Q2的漏极连接着续流二极管D2的阴极、储能电感L和MOS管Q1的源极，MOS管Q2的源极连接着续流二极管D2的阳极和电阻R0的接地端相连。
[0083] 直流母线侧滤波电路6中的母线侧滤波电容C一端与MOS管Q1的漏极相连，另一端接地；母线侧电容C两端的电压即为功率变换器的母线侧母线电压VBus，直流母线8与母线侧滤波电容C并联，功率变换器通过储能电感L和母线侧滤波电容C向直流母线传递或吸收能量。
[0084] 如附图2所示，母线侧分压检测电路7由电阻R3和电阻R4构成，电阻R3和电阻R4的阻值比由参考电压Vref的大小决定，通常选用1k以上的电阻串联后并联在直流母线8上。将电阻R4上端的电压信号引出作为母线侧母线电压VBus的实际检测值，经过电阻R11连接到母线电压采样差分放大电路9中的运算放大器OPA3的正端，运算放大器OPA3的负端串联电阻R12后与它的输出端相连，构成一个母线电压采样差分放大电路9。再输入至控制器11，控制器11执行设定的控制算法，产生PWM控制信号。
[0085] 如附图2所示，控制器11由ACM控制构成，包括电压外环PID、电流内环PID、滞环电流限幅环节和互补PWM输出控制环节，控制器11可通过模拟控制电路或数字控制电路来实现；其中滞环电流限幅环节加入在电流内环PID的输入端，最后互补PWM信号输出控制环节输出的互补PWM信号经过驱动电路10来控制MOS管Q1、Q2的开通和关断。
[0086] 本发明所采用的控制算法是这样工作的，以控制母线侧的电压为例，控制算法主要分为三个部分。当储能单元1的电压处于给定工作电压上限和下限阈值范围[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]内时，则执行设定的ACM控制算法来稳定母线侧母线电压VBus，同时如附图3所示，此时滞环电流限幅环节起限制储能单元最大持续充电电流-ISCRate和放电电流+ISCRate的作用；控制器11执行ACM控制算法时，若直流母线侧电压低于设定的电压阈值时，功率变换器工作在放电Boost模式；若直流母线侧电压超过设定的电压阈值时，功率变换器工作在充电Buck模式，且互补PWM输出控制使得功率变换器的充放电状态进行平滑切换；当储能侧电压低于给定工作电压下限阈值范围时，则控制器11执行设定的储能单元的欠压保护算法，如附图3所示，储能单元1放电至电压处于区间[VSCmin,VSCmin+Δv]时，储能单元1的放电电流参考值iSCref(即放电电感电流参考值iLref)线性减小，随着功率电路的实际放电电感电流也随着线性减小，放电至低于电压下限VSCmin后，储能单元1停止放电而只允许充电，实现储能单元1的欠压保护功能；否则，当储能侧电压超过给定工作电压上限阈值范围时，则控制器11执行设定的储能单元的过压保护算法，如附图3所示，储能单元1充电至电压处于区间[VSCmax-Δv,VSCmax]时，储能单元的充电电流参考值iSCref(即充电电感电流参考值iLref)线性减小，随着功率电路的实际充电电感电流也随着线性减小，充电至高于电压上限VSCmax后，储能单元1停止充电而只允许放电，实现储能单元1的过压保护功能。
[0087] 下面以超级电容作为储能单元1具体说明本发明DC/DC功率变换器双端口稳定的控制方法实现过程。
[0088] 结合附图3所示，具体说明滞环电流限幅环节的工作算法如下：
[0089] 1)当储能侧的超级电容放电至电压处于区间[VSCmin,VSCmin+Δv]时，滞环限幅环节执行欠压保护功能，此时超级电容的放电电流参考值iSCref(即放电电感电流参考值iLref)线性减小，超级电容的放电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最大正向放电电流ISCmax可表示为
[0090]
[0091] 其中,ISCRate为超级电容的最大持续工作电流，vSCMea为超级电容端电压测量值，VSCmin为超级电容的最小工作电压，Δv为超级电容开始逐渐退出当前工作状态的电压阈值；储能侧的超级电容继续放电至小于超级电容的最小工作电压VSCmin时，超级电容退出放电工作状态，此时只允许充电，且负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate。
[0092] 2)当储能侧的超级电容充电至电压处于区间[VSCmax-Δv,VSCmax]时，滞环限幅环节执行过压保护功能，此时超级电容的充电电流参考值iSCref(即充电电感电流参考值iLref)线性减小，超级电容的充电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最小负向充电电流ISCmin可表示为
[0093]
[0094] 其中，VSCmax为超级电容的最大工作电压；储能侧的超级电容继续充电至大于超级电容的最大工作电压VSCmax时，超级电容退出充电工作状态，此时只允许放电,且正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate。
[0095] 3)当储能侧的超级电容电压处于区间[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]内时，滞环限幅环节执行限制超级电容等储能设备的充电和放电电流不超过最大持续工作电流的功能，超级电容允许的负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate，且允许的正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate，并执行设定的ACM控制算法来稳定母线侧母线电压VBus。
[0096] 结合附图4所示，ACM控制包括互补PWM模
块、电压外环PID和电流内环PID构成，电压外环PID和电流内环PID由控制环路的补偿器设计而得到。
[0097] 结合附图5所示，基于互补PWM输出控制环节，利用
状态空间平均法，建立双向DC/DC功率变换器的数学模型。设MOS管Q2的导通占空比为d，MOS管Q2的关断占空比为d′，储能电感L的直流电阻和超级电容等效串联电阻构成等效串联电阻Res，为简化分析，不考虑超级电容静态
漏电流产生的影响，故忽略等效并联电阻Req，并且超级电容等储能设备在暂态过程中可看作恒压源，故也忽略储能侧滤波电容C1。
[0098] 在MOS管Q2导通，MOS管Q1关断期间，即当0
[0099]
[0100] 其中，L为储能电感，C为母线侧滤波电容，RL为母线侧负载电阻，iL为电感电流值，vSC和vBus分别为超级电容端电压和直流母线电压，t为时间；
[0101] 在Q2关断，Q1导通期间，即当dTS
[0102]
[0103] 对方程(1-3)和方程(1-4)进行平均化得基本状态空间平均方程，
[0104]
[0105] 其中，d′为MOS管Q2的关断占空比即：
[0106]
[0107] 由基本状态空间平均方程(1-6)可以得到稳态方程，
[0108]
[0109] 其中，D′为MOS管Q2的关断占空比的稳态值，VSC和VBus分别为超级电容端电压和直流母线电压的稳态值；
[0110] 即：
[0111]
[0112] 定义平均电感电流IL的正方向和超级电容放电Boost模式的电流流向一致，则由式(1-8)可知：
[0113] 当D′＞VSC/VBus，即占空比d＝D＜(1-VSC/VBus)时，IL＜0，此时双向DC/DC功率变换器工作于充电Buck模式；
[0114] 当D′＜VSC/VBus，即占空比d＝D＞(1-VSC/VBus)时，IL＞0，此时双向DC/DC功率变换器工作于放电Boost模式；
[0115] 当D′＝VSC/VBus，即占空比d＝D0＝(1-VSC/VBus)时，IL＝0，此时双向DC/DC功率变换器工作于零功率交换状态，将D0称为零电流占空比。
[0116] 由此可以总结得，充电Buck模式和放电Boost模式可以统一由式(1-6)的稳态方程来描述，且实际占空比D与平均电感电流IL呈正相关关系。而式(1-8)的稳态方程是基于互补PWM输出控制环节推导得到的，由此说明基于互补PWM输出控制环节可以实现充放电电感电流平滑切换，即充放电状态的平滑切换。
[0117] 对基本状态空间平均方程(1-6)中的变量加扰动得，
[0118]
[0119] 其中， 为电感电流的扰动量，d′为MOS管Q2的关断占空比的扰动量， 为直流母线电压的扰动量， 为超级电容端电压的扰动量；
[0120] 方程(1-9)展开，并省略二阶微小量得，
[0121]
[0122] 即：
[0123] 其中，为时域中的电感电流值的扰动量 对时间t的导数， 为时域中的MOS管Q2的关断占空比的扰动量d′对时间t的导数；
[0124] 对方程(1-11)进行拉普拉斯变换得，
[0125]
[0126] 其中， 为s域中的电感电流扰动量， 为s域中的MOS管Q2的导通占空比扰动量， 为s域中的直流母线电压扰动量， 为s域中的超级电容端电压扰动量；
[0127] 结合方程(1-8)和(1-12)，得到以下双向DC/DC功率变换器的动态小信号传递函数；
[0128] 占空比对储能侧电压的传递函数Gvd(s)：
[0129]
[0130] 其中，Gd0为Gvd(s)的直流增益，ωz为Gvd(s)的零点，den(s)为特征式，ω0为特征式den(s)的谐振极点，Q为特征式den(s)的品质因数；
[0131] 占空比对电感电流的传递函数Gid(s)：
[0132]
[0133] 其中，Gid0为Gid(s)的直流增益，ωzi为Gid(s)的零点；
[0134] 直流母线电压对储能侧电压的传递函数Gvs(s)：
[0135]
[0136] 其中，Gg0为Gvs(s)的直流增益；
[0137] 直流母线电压对电感电流的传递函数Gis(s)：
[0138]
[0139]
[0140]
[0141] 其中，Gs0为Gis(s)的直流增益，ωzs为Gis(s)的零点。
[0142] 当超级电容进行充放电时，ACM控制可以用来调节双向DC-DC功率双向DC/DC功率变换器在充电Buck模式和放电Boost模式下的储能侧电压(即母线电压)。相比于其他控制方法，如电压模式控制和峰值电流模式控制等，ACM控制更加稳定，这一特点可以保证双向DC/DC功率变换器在较宽工作范围内的稳定。在ACM控制结构中，实际储能侧电压采样值VBus先与参考电压Vref进行比较，产生的偏差再经过电压补偿器Gcv(s)补偿后，产生平均参考电流IL_ref。
[0143] 当超级电容构成的储能单元向母线侧释放功率时，此时的直流母线电压采样值VBus低于参考电压Vref，使得平均参考电流IL_ref为正值，双向DC-DC功率双向DC/DC功率变换器工作在放电Boost模式。同理，当超级电容组成的储能单元从母线侧中吸收功率时，此时的直流母线电压采样值VBus高于参考电压Vref，使得平均参考电流IL_ref为负值，双向DC-DC功率双向DC/DC功率变换器工作在充电Buck模式。
[0144] 由于ACM控制下的双向DC/DC功率变换器的充电和放电电感电流跟随控制器的平均参考电流IL_ref的正负值变化，由此说明，ACM控制能够实现对充电和放电电感电流(正向和负向电感电流)的控制，即双向功率流动控制。
[0145] 结合附图7所示，进一步说明ACM控制器的电流内环和电压外环补偿设计：
[0146] 1)ACM控制器的电流内环补偿设计：
[0147] 未补偿前的电流环路增益Tiu(s)为，
[0148]
[0149] 其中，电感电流采样网络Rf由电感电流串电阻检测电路4和电感电流采样差分放大电路12构成，1/VM表示互补PWM信号输出控制环节的传递函数,Gid(s)表示占空比对电感电流的传递函数，由式(1-14)可得；
[0150] 为了提高低频环路增益，可以采用简单的PID。其中，倒置的零点在低频段可以提供较大的低频环路增益，提高系统对低频扰动的调节精度，一般放置在穿越频率之前。放置在穿越频率之后的极点，可以降低高频段的环路增益，并防止开关纹波干扰互补PWM信号输出控制环节的正常工作，互补PWM信号输出控制环节一般由DSP控
制芯片的DPWM模块产生。同时，为了避免补偿器在开关频率处的增益过大，防止开关谐波被补偿器放大而影响互补PWM信号输出控制环节的正常工作，将穿越频率fc设置在开关频率fs的1/10处。最后，为了实现预期的穿越频率和
相位裕度，分别将倒置的零点和高频段极点放置在1/2.5和2.5倍的穿越频率fc处。
[0151] 设计得到的电流内环PID的传递函数Gci(s)为；
[0152]
[0153] 补偿后的电流环路增益Ti(s)为：
[0154] Ti(s)＝Tiu(s)Gci(s) (1-21)
[0155] 其中，Gcm为Gci(s)的直流增益，ωz和ωp分别为Gci(s)的倒置的零点和高频极点。
[0156] 补偿前后电流环路增益的波特图如附图8所示，可以看出，补偿后的电流环路在低频段的增益得到显著提高。补偿后的系统穿越频率为20.05kHz，相位裕度为47.07°，穿越频率和相位裕度均达到了预期的补偿要求。
[0157] 2)ACM控制器的电压外环补偿设计：对于补偿好的电流内环环路，由梅森增益公式可得，参考电压对电感电流的开环传递函数Gic(s)如式(1-22)所示。并且对于参考电压扰动中频率远低于电流内环控制环路穿越频率的扰动，由于补偿后的电流环路增益Ti远大于1，故Ti/(1+Ti)近似等于1，从而式(1-22)可进一步简化得到如下形式
[0158]
[0159] 其中， 为电感电流的扰动量， 为参考电压的扰动量；
[0160] 由式(1-22)进一步变换，得到如下形式
[0161]
[0162] 其中，表示占空比的扰动量， 表示由参考电压扰动 除以电感电流采样网络Rf折算得到的等效参考电流。同时对于可以紧密跟随参考电压进行调节的电流内环控制环路， 可以跟随 的变化，故式(1-23)的近似相等处理是合理的。
[0163] 同时，由式(1-23)可得，参考电压对占空比的传递函数可表示为，[0164]
[0165] 因此，对于外环参考电压中频率远低于电流内环控制环路穿越频率的扰动，结合式(1-23)和式(1-24)，参考电压对母线电压的传递函数Gvc(s)可表示为
[0166]
[0167] 另外，联合式(1-13)和式(1-14)，则式(1-25)可进一步表示为
[0168]
[0169] 由此得到未补偿前电压外环控制环路的开环增益Tvu(s)可表示为
[0170] Tvu(s)＝HGvc(s) (1-27)
[0171] 其中，母线侧母线电压采样网络H由母线侧分压检测电路7和母线电压采样差分放大电路9构成；
[0172] 为了提高低频环路增益，可以采用式(1-28)的电压外环PID。其中，倒置的零点在低频段可以提供较大的低频环路增益，提高系统对低频扰动的调节精度，一般放置在穿越频率之前。为了使电压控制环路具有足够快的暂态响应速度，穿越频率应设置得尽可能大；但同时还需保证补偿后的电压环路增益具有足够大的相位裕度，且方便电压补偿器的设计，穿越频率fc又不宜设置得过高。故将穿越频率fcv设置在电流内环控制环路穿越频率fc的1/10处；为了实现预期的穿越频率和相位裕度，将倒置的零点放置在1/3倍的穿越频率fcv处。
[0173] 设计得到的电压外环PID的传递函数Gcv(s)为
[0174]
[0175] 其中，Gvm为Gcv(s)的直流增益，ωz为Gcv(s)的倒置零点；
[0176] 补偿后的电压环路增益Tv(s)为：
[0177] Tv(s)＝Tvu(s)Gcv(s) (1-29)
[0178] 补偿前后电压环路增益的波特图如附图10所示，可以看出，补偿后的电压环路在低频段的增益得到显著提高。补偿后的系统穿越频率为2.1kHz，相位裕度为71.46°，穿越频率和相位裕度均达到了预期的补偿要求。
[0179] 设计得到的电流内环补偿器Gci(s)如式(1-20)所示，设计得到的电压外环补偿器Gcv(s)如式(1-28)所示，可通过对应的模拟运放电路构成的补偿器来实现，由此完成了模拟控制电路实现ACM控制器的设计。
[0180] 上述设计得到的电流内环补偿器Gci(s)如式(1-20)所示，设计得到的电压外环补偿器Gcv(s)如式(1-13)所示，可通过对应的模拟运放电路构成的补偿器来实现，由此完成了模拟控制电路实现ACM控制器的设计。
[0181] ACM控制器还可以通过数字电路，即数字PID来实现时，则可继续按如下步骤进一步继续设计：
[0182] 连续域的PID控制器可表示为，
[0183]
[0184] 式中的Kp表示比例系数，Ti表示积分时间常数，Td表示微分时间常数，e(t)表示当前的连续域输入偏差，t表示当前的时间，u(t)表示当前的连续域PID控制器输出值。
[0185] 将式(1-30)以T为采样周期进行离散化，采样周期T足够短，得到离散域的PID控制器形式如下
[0186]
[0187] 其中Ki＝KpT/Ti，Kd＝KpTd/T，e(n)和e(n-1)表示当前的离散域输入偏差和上一次的离散域输入偏差，u(n)表示当前的离散域PID控制器输出值。
[0188] 由式(1-31)可得上个采样周期的数字PID控制器输出u(n-1)的表达式为[0189]
[0190] 其中e(n-2)表示上上次的离散域输入偏差，u(n-1)表示上次的离散域PID控制器输出值。
[0191] 联合式(1-31)和式(1-32)，并相减可得
[0192] u(n)-u(n-1)＝Kp[e(n)-e(n-1)]+Kie(n)+Kd[e(n)-2e(n-1)+e(n-2)] (1-33)[0193] 上式(1-33)可
整理成如下形式，
[0194] u(n)＝u(n-1)+Ae(n)+Be(n-1)+Ce(n-2) (1-34)
[0195] 其中，A、B、C分别为相应的系数，比较式(2-33)和式(2-34)可得，[0196]
[0197] 根据z变换的滞后定理，由式(1-34)可变换得到z域传递函数Gc(z)的表达式为：
[0198]
[0199] 其中，z域中的U(z)、E(z)分别对应时域里的u(n)和e(n)；
[0200] 综上所述，可以总结出由连续域补偿器得到离散域PID控制器参数的一般方法，即先以采样周期T(T足够小)为离散周期对连续域补偿器进行相应的离散化，并经过近似化简得到形如式(1-36)形式的z域传递函数Gc(z)，再联立式(1-35)得到对应的Kp、Ki、Kd参数。
[0201] 在Matlab中，利用零极点匹配法对连续域设计的电流内环PID，即式(1-20)进行离散化，并经过近似化简得到z域传递函数Gci(z)表达式为
[0202]
[0203] 由式(1-34)得到电流内环PID控制器系数Ai、Bi和Ci的值。再联立式(1-35)，可得离散域PID控制器相应的系数Kpi、Kii和Kdi的值表示如下
[0204]
[0205] 根据式(1-34)，得到可在数字控制中实现的电流内环PID控制器表达式为[0206] ui(n)＝ui(n-1)+Kpi[e(n)-e(n-1)]+Kiie(n)+Kdi[e(n)-2e(n-1)+e(n-2)] (1-39)[0207] ui(n)、ui(n-1)分别表示当前的和上一次的离散域电流内环PID控制器输出值。
[0208] 同理，在Matlab中，利用零极点匹配法对连续域设计的电压外环PID，即式(1-28)进行离散化，并经过近似化简得到z域传递函数Gcv(z)表达式为
[0209]
[0210] 由式(1-40)得到电压外环PID控制器系数Av、Bv和Cv的值。
[0211] 再联立式(1-35)，可得离散域PID控制器相应的系数Kpv、Kiv和Kdv的值表示如下[0212]
[0213] 根据式(1-34)，得到可在数字控制中实现的电压外环PID控制器表达式为[0214] uv(n)＝uv(n-1)+Kpv[e(n)-e(n-1)]+Kive(n)+Kdv[e(n)-2e(n-1)+e(n-2)] (1-42)[0215] uv(n)、uv(n-1)分别表示当前的和上一次的离散域电压外环PID控制器输出值，至此完成了数字控制电路实现ACM控制器的设计。
[0216] 最后，将滞环限幅环节加入ACM控制器的电流环调节，控制器即可实现双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制功能，ACM控制的系统实现框图如附图11所示。
[0217] 以母线侧作为高压侧，储能单元超级电容作为低压侧稳定控制母线侧的电压VBus，控制方法如上所述，其具体结果如下。附图12(a)为充电Buck模式下的过压保护仿真波形，由图可知，当超级电容端电压接近15V时，此时若母线电流发生正跃变，则超级电容的充电电流(即图中的电感电流iL)增大。由于超级电容内阻的存在，超级电容端电压在短时间内突增而超过15V的过充保护电压阈值，限流环节开始起保护作用，控制超级电容端电压不超过15.5V。超级电容的充电电流相应地被限制，超级电容的稳压储能能
力减弱，因而母线侧的盈余功率不能实时被超级电容吸收，导致母线电压上升。
[0218] 附图12(b)为放电Boost模式下的欠压保护仿真波形，同理，当超级电容端电压接近9V时，此时若母线电流发生负跃变，则超级电容的放电电流(即图中的电感电流iL)增大。内阻使得超级电容端电压在短时间内突减而低于9V的过放保护电压阈值，限流环节开始控制超级电容端电压不低于8.5V。超级电容的放电电流相应地被限制，超级电容的稳压释能能力减弱，因而母线侧的缺额功率不能实时由超级电容提供，导致母线电压下降。
[0219] 附图13(a)是充电Buck模式下的过压保护实验波形，图中uBus、uSC、iL、iin分别表示母线电压、超级电容端电压、充电电感电流和母线侧输入电流。从图中可以看出，在超级电容端电压接近15V
电压保护阈值时，此时若母线电流发生正跃变，则超级电容的充电电流(即图中的电感电流iL)增大。超级电容内阻使得其端电压在短时间内突增而超过15V的过充保护电压阈值，限流环节开始起保护作用，控制超级电容端电压不超过16V(理论设定为不超过15.5V，差异由图中不规则超级电容端电压采样和控制延时导致)，超级电容的充电电流相应地被限制，超级电容的稳压储能能力减弱，因而母线侧的盈余功率不能实时被超级电容吸收，导致母线电压上升。
[0220] 附图13(b)为放电Boost模式下的过压保护实验波形，图中uBus、uSC、iL、iin分别表示母线电压、超级电容端电压、放电电感电流和母线侧输出电流。同理，当超级电容端电压接近9V时，此时若母线电流发生负跃变，则超级电容的放电电流(即图中的电感电流iL)增大。内阻使得超级电容端电压在短时间内突减而低于9V的过放保护电压阈值，限流环节开始控制超级电容端电压不低于8.5V。超级电容的放电电流相应地被限制(实际限流大小与理论值的差异由超级电容端电压采样偏差导致)，超级电容的稳压释能能力减弱，因而母线侧的缺额功率不能实时由超级电容提供，导致母线电压下降。故仿真和实验结果表明，所设计的ACM控制器可以较好地实现超级电容过压欠压保护功能。
[0221] 附图14(a)表示母线电流正跃变时ACM控制策略的仿真波形，此过程中充电电感电流的稳态值由3.6A变化到11.6A，此时双向DC/DC功率变换器工作在充电Buck模式，超级电容从直流母线侧吸收功率，由附图14(a)可知，母线电压的超调量为0.66V，调节时间为400μs。
[0222] 图14(b)表示母线电流负跃变时ACM控制策略的仿真波形，此过程中放电电感电流的稳态值由3.6A变化到11.6A，在ACM控制策略下，双向DC/DC功率变换器工作在放电Boost模式，超级电容向直流母线侧注入功率；由附图14(b)可知，母线电压的欠调量为0.91V，调节时间为557μs。
[0223] 附图15(a)表示母线电流正跃变时ACM控制策略的实验波形，此过程中充电电感电流的稳态值由3.6A变化到9.6A，此时双向DC/DC功率变换器工作在充电Buck模式，超级电容从直流母线侧吸收功率；由附图15(a)可知，母线电压的超调量为1.95V，调节时间为1.19ms。
[0224] 图15(b)表示母线电流负跃变时ACM控制策略的实验波形，此过程中放电电感电流的稳态值由3.6A变化到11.4A，在ACM控制策略下，双向DC/DC功率变换器工作在放电Boost模式，超级电容向直流母线侧注入功率；由附图15(b)可知，母线电压的欠调量为1.94V，调节时间为600μs。故仿真和实验结果表明，所设计的ACM控制具有较好的动态性能，并满足直流母线电压高精度控制性能要求。
[0225] 以母线侧作为低压侧，储能单元超级电容作为高压侧稳定直流母线电压VBus，控制方法如上所述保持不变，其具体结果如下。附图16(a)为高压储能侧在充电Boost模式下的过压保护仿真波形，由图可知，当超级电容端电压接近47V时，此时若母线电流发生正跃变，则超级电容的充电电流(即图中的电感电流iL)增大。由于超级电容内阻的存在，超级电容端电压在短时间内突增而超过47V的过充保护电压阈值，限流环节开始起保护作用，控制超级电容端电压不超过47.5V。超级电容的充电电流相应地被限制，超级电容的稳压储能能力减弱，因而母线侧的盈余功率不能实时被超级电容吸收，导致母线电压上升。
[0226] 附图16(b)为高压储能侧在放电Buck模式下的欠压保护仿真波形，同理，当超级电容端电压接近24V时，此时若母线电流发生负跃变，则超级电容的放电电流(即图中的电感电流iL)增大。内阻使得超级电容端电压在短时间内突减而低于24V的过放保护电压阈值，限流环节开始控制超级电容端电压不低于23.5V。超级电容的放电电流相应地被限制，超级电容的稳压释能能力减弱，因而母线侧的缺额功率不能实时由超级电容提供，导致母线电压下降。
[0227] 附图17(a)表示低压侧在母线电流正跃变时ACM控制策略的仿真波形，此过程中放电电感电流的稳态值由1A变化到3A，此时双向DC/DC功率变换器工作在放电Buck模式，超级电容向直流母线侧注入功率，由附图17(a)可知，母线电压的欠调量为0.20V，调节时间为654μs。
[0228] 图17(b)表示低压侧在母线电流负跃变时ACM控制策略的仿真波形，此过程中充电电感电流的稳态值由1A变化到3A，在ACM控制策略下，双向DC/DC功率变换器工作在充电Boost模式，超级电容从直流母线侧吸收功率；由附图17(b)可知，母线电压的超调量为0.20V，调节时间为643μs。
[0229] 本发明是在PWM输出控制的基础上，结合了平均电流模式控制和滞环电流限幅环节实现双向DC/DC功率变换器的双端口稳定控制。与以往的单个端口电压的稳定控制不同，本控制方法以母线电压的稳定作为首要控制目标，其次兼顾储能侧的过压欠压保护以及最大持续工作电流限幅问题，能较好地满足接口变换器双端稳定控制的控制要求；同时与以往的单方向功率控制不同，本控制方法会根据功率的不同流向，自动选择相应的充电Buck或放电Boost模式下的ACM控制来实现双向功率的平滑调节，即可通过同一个控制器实现双向功率流动的平滑切换控制。因此，本控制方法特别适合于需要双端口稳定控制、维持电压的高精度稳定、双向功率流动的应用场合。
[0230] 虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视
权利要求书所界定者为准。
