旋转机诊断系统
阅读：896发布：2020-05-08
专利汇可以提供旋转机诊断系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种 旋转机 诊断系统，不进行基于FFT的 频谱 分析而简单地诊断旋转机的状态。具有： 电流 检测器和检波部，电流检测器与旋转机的驱动电 流线 的至少一条连接。检波部对电流检测器检测出的主 频率 进行 正交 检波，并提取边频带的强度。并且，根据提取出的边频带的强度诊断旋转机的状态。，下面是旋转机诊断系统专利的具体信息内容。
1.一种旋转机诊断系统，其特征在于，具有：
电流检测器，其对与旋转机连接的至少一条电流线的电流进行检测；以及检波部，其对所述电流检测器检测出的电流的主频率进行正交检波，提取边频带的强度。
2.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有通信电路，
将提取出的所述边频带的强度发送给上位系统。
3.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有电源电路，通过从电池供给的电力而被驱动。
4.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有电源电路，通过由环境发电而获得的电力或检测所述电流线的电流而获得的电力被驱动。
5.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有包含输入滤波器的模拟前端电路，
所述输入滤波器的截止频率至少比所述主频率高。
6.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有至少将所述边频带的频率包含于通过频带的带通滤波器，将所述带通滤波器应用于正交检波而得的结果。
7.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
在所述检波部的动作静定之后提取所述边频带的强度。
8.根据权利要求2所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
使用所述通信电路来接收所述检波部的动作设定值，
根据接收到的所述动作设定值使所述检波部工作。
9.根据权利要求2所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
准备多组所述电流检测器以及所述检波部，
该旋转机诊断系统具有：
数据收集装置，其收集多组所述检波部进行检波而得的数据；以及云计算机，其蓄积所述数据收集装置收集到的数据。
10.根据权利要求1所述的旋转机诊断系统，其特征在于，
所述检波部具有：
数据锁存器，其对所述检波部的输入进行采样，
通过所述数据锁存器来对所述检波部的输入进行采样。
旋转机诊断系统
技术领域
[0001] 本发明涉及旋转机诊断系统。
背景技术
[0002] 在钢铁、机械、汽车等各种工业中，利用使用了工业用的三相交流电动机的生产线。例如在钢铁生产线中，在由数十至数百个输送用电动机构成的输送线上输送进行了轧制的钢铁，经由各种工序来进行加工。已知这样的生产线所使用的电动机(旋转机)因轴承机构或导线的绝缘机构被破坏，导致作为旋转机的功能停止。
[0003] 在将大量旋转机组合来实现输送钢铁等的功能时，一部分旋转机的故障可能造成生产线整体停止，因此，进行所有的旋转机的定期检修。但是，该检修无法在一天内针对所有旋转机实施。
[0004] 为了对所有的旋转机进行至少最低一次检修而需要非常长的期间，在该检修期间没有检修的旋转机可能产生故障。因此，开发了根据旋转机的电流波形诊断旋转机的鲁棒性的技术(例如，参照专利文献1、2)。
[0005] 如上所述，通过进行旋转机的诊断，能够早期发现生产线的异常而采取对策，但是目前已知的诊断方法存在以下那样的问题。
[0006] 例如，在专利文献1所记载的旋转机的异常诊断装置中，需要定期对旋转机给予诊断用的信号来改变动作。并且，需要变更或改造旋转机的控制器，因此存在诊断用的设备大规模化、成本增大这样的问题。此外，实际对旋转机施加诊断用信号来调制旋转机的动作，因此，还可能对生产线造成影响。
[0007] 此外，专利文献2所记载的电动机的诊断装置检测旋转机的动作电流，通过FFT(快速傅里叶变换)从电流波形运算功率谱，检测其中出现的边频带来检测异常。
[0009] 但是，在专利文献2所记载的诊断装置的情况下，边频带只从主峰偏离1Hz左右，为了高精度地分解频谱而需要超过10秒的长时间的FFT的运算。另一方面，主峰的频率是数十～数百Hz，因此FFT的运算量庞大。因此，需要大容量的存储器并且需要非常高的运算能力，作为分析装置需要与一般的计算机装置相当的规模的分析装置。
[0010] 若将要求这样的大容量的存储器或高运算能力的分析装置设置于设置有数十～数百个的所有旋转机并同时进行旋转机的监视，则产生整体的运算量或消耗电力过大的问题。
[0011] 此外，诊断系统为了统计通过FFT的运算而获得的庞大的数据来进行诊断，需要大容量的数据通信，为了进行数据通信会消耗较大的电力。因此，为了设置诊断系统，需要在工厂内设置电源线或通信线的工程，难以容易地构建进行大规模的旋转机的监视的系统。
[0012] 专利文献1：日本特开2013-106470号公报
[0013] 专利文献2：日本特开2016-195524号公报
发明内容
[0014] 本发明的目的在于提供一种旋转机诊断系统，可以通过简易的结构进行旋转机的可靠的诊断。
[0016] 本申请包含多个解决上述课题的手段，若列举其一例，具有：电流检测器，其对与旋转机连接的至少一条电流线的电流进行检测；以及检波部，其对电流检测器检测出的电流的主频率进行正交检波，提取边频带的强度。
[0017] 根据本发明，可以低成本、低功率且容易地提供监视旋转机的劣化等的状态的系统。
[0020] 图2是表示本发明的第一实施例的输入电路的结构例的电路图。
[0021] 图3是表示本发明的第一实施例的系统整体的结构例的框图。
[0022] 图4是本发明的第一实施例的检波部启动时的时序图。
[0023] 图5是表示通过本发明的第一实施例观测的电流频谱的示例的波形图。
[0024] 图6是表示本发明的第一实施例的输入滤波器的频率特性的示例的波形图。
[0025] 图7是表示本发明的第一实施例的检波部的内部动作波形的示例的波形图。
[0026] 图8是表示本发明的第一实施例的检波部的内部动作波形的示例的波形图。图8的(a)表示混频器1201的输出GMIX的频谱，图8的(b)表示低通滤波器1204的频率特性，图8的(c)表示低通滤波器1204的输出GLPF1的频谱。
[0027] 图9是表示本发明的第一实施例的检波部的内部动作波形的示例的波形图。图9的(a)表示PID控制器1206的输出GPID的频谱，图9的(b)表示带通滤波器1208的频率特性，图9的(c)表示带通滤波器1208的输出GBPF的频谱。
[0028] 图10的(a)表示本发明的第一实施例的带通滤波器1208的输出GBPF的时间序列波形，图10的(b)表示上行传输数据包的第一结构例。
[0029] 图11的(a)表示本发明的第一实施例的带通滤波器1208的输出GBPF的频谱，图11的(b)表示上行传输数据包的第二结构例。
[0030] 图12是表示本发明的第一实施例的下行传输数据包的结构例的图。
[0031] 图13是表示本发明的第一实施例的检波部的结构例(变形例1)的框图。
[0032] 图14是表示本发明的第一实施例的检波部的结构例(变形例2)的框图。
[0033] 图15是表示本发明的第一实施例的检波部的结构例(变形例3)的框图。
[0034] 图16是表示本发明的第二实施例的检波部的结构例的框图。
[0035] 图17是表示本发明的第二实施例的检波部的内部动作波形的示例的波形图。
[0036] 图18是表示在本发明的第二实施例的检波部中数据锁存器通过重置信号进行锁存动作时的动作波形的示例的波形图。
[0037] 图19是表示本发明的第二实施例(变形例)的输入滤波器的频率特性的示例的波形图。
[0038] 图20是表示本发明的第一实施例的检波部的结构例(变形例)的框图。
[0039] 图21是表示图20所示的结构例的情况下的检波定时与传输数据包的结构例的图。
[0040] 图22是图20所示的结构例的情况下的检波部启动时的时序图。
[0041] 符号说明
[0042] 100旋转机诊断系统；110a～110n测量站点；111a～111n旋转机测量单元；112数据收集装置；120网络；130云计算机；131运算节点；301、302、306电阻器；303、305电容器；307运算放大器；308电阻性负载；309高侧分压电阻器；310低侧分压电阻器；1000、1000’正交检波部；1100模拟前端；1110输入电路；1111低通滤波器；1112输入负载；1113电平移位器；1120模拟数字变换电路；1200数字信号处理部；1201增益控制用混频器；1202频率控制用混频器；1203增益控制用低通滤波器；1204频率控制用低通滤波器；1205目标增益设定用减法电路；1206增益控制器；1207频率控制器；1208带通滤波器；1209可变控制振荡电路；1210、
1211解调信号生成用混频器；1212输出运算部；1213、1214、1215、1216模拟数字变换电路；
1300通信电路；1400电源电路；1401电池；1402太阳能电池单元；1500、1500a～1500m旋转机(三相交流电动机)；1501伺服放大器；1502、1503电流检测器；1600数字信号处理部；1601数据锁存器；1602、1603、1609乘算逻辑部；1604、1605低通滤波器；1606减法电路；1607、
1608PID控制器；1609、1610乘算逻辑部；1611带通滤波器；1612输出运算部；1701频率运算部；1801多路调制器。
1211解调信号生成用混频器；1212输出运算部；1213、1214、1215、1216模拟数字变换电路；
1300通信电路；1400电源电路；1401电池；1402太阳能电池单元；1500、1500a～1500m旋转机(三相交流电动机)；1501伺服放大器；1502、1503电流检测器；1600数字信号处理部；1601数据锁存器；1602、1603、1609乘算逻辑部；1604、1605低通滤波器；1606减法电路；1607、
1608PID控制器；1609、1610乘算逻辑部；1611带通滤波器；1612输出运算部；1701频率运算部；1801多路调制器。
具体实施方式
[0043] 以下，参照附图对本发明的实施例进行详细说明。另外，在用于说明实施例的全部附图中，原则上对相同的部件标注相同的符号，省略重复的说明。
[0044] 以下说明的各实施例是进行设置于工业用的生产线的旋转机的诊断的旋转机诊断系统。
[0045] <第一实施例>
[0046] 首先，参照图1～图15对本发明的第一实施例进行说明。
[0047] 图1表示第一实施例的同步检波部1000的结构。
[0048] 这里，将设置于生产线的三相交流电动机设为诊断对象旋转机1500。旋转机(三相交流电动机)1500通过三条电线(分别是u相、v相、w相)与伺服放大器1501连接，通过从伺服放大器1501供给的三相交流电源而被驱动。
[0049] 这里，电流检测器(电流互感器)1502与三条电线中的至少一条(这里作为一例是w相的电线)连接，电流检测器1502监视w相的电流。另外，必须根据流经旋转机1500的电流的大小来适当选择电流检测器1502。即，在针对电流容量大的电动机应用允许电流容量小的电流检测器时，电流检测器可能损坏，因此需要注意。此外，反之对电流容量小的电动机应用允许电流容量大的电流检测器时，无法检测电流信号。
[0050] 通过电流检测器1502获得的电流的检测信号被供给到正交检波部1000。
[0051] 正交检波部1000由模拟前端1100、数字信号处理部1200、通信电路1300以及电源电路1400构成。
[0052] 对模拟前端1100输入电流检测器1502的输出CTOP以及CTON。模拟前端1100具有输入电路1110与模拟数字变换电路1120。
[0053] 输入电路1110进行电平变换以及输入滤波处理，获得输出CONDO。输入电路1110的输出CONDO被供给到模拟数字变换电路1120。输入电路1110的详细结构的示例在后面进行叙述(图2)。
[0054] 模拟数字变换电路1120使输入的模拟信号数字化，获得输出ADCO。模拟数字变换电路1120的输出ADCO被供给到数字信号处理部1200。
[0055] 数字信号处理部1200具有：增益控制用混频器1201、频率控制用混频器1202、增益控制用低通滤波器1203、频率控制用低通滤波器1204以及目标增益设定用减法器1205。此外，数字信号处理部1200具有：增益控制器1206、频率控制器1207、带通滤波器1208、可变控制振荡电路1209、解调信号生成用混频器1210、1211以及输出运算部1212。
[0056] 并且，对数字信号处理部1200输入通信电路1300从上位系统(云计算机130：图3)接收到的可变控制振荡器1209的中心频率设定值FCENTER、频率增益FSTEP、增益控制系数PIDGCONST、频率控制系数PIDFCONST以及增益控制目标值REF。
[0057] 此外，数字信号处理部1200的输出OUT经由通信电路1300发送给图3所示的上位系统(云计算机130)。
[0058] 接下来，对正交检波部1000的数字信号处理部1200的增益控制路径进行说明。
[0059] 在增益控制用混频器1201中，进行模拟数字变换电路1120的输出ADCO与解调信号生成用混频器1210的输出COS的相乘，增益控制用混频器1201的输出GMIX被供给到增益控制用低通滤波器1203。利用增益控制用低通滤波器1203使低频通过，由此可以增大后级的控制器中的积分增益。在针对电动机电流的同步检波中不需要速度，因此，通过有效利用积分控制能够实现误差少的控制。
[0060] 利用增益控制用低通滤波器1203使低频通过而得的输出GLPF1被供给到目标增益设定用减法器1205。
[0061] 在目标增益设定用减法器1205中进行从输出GLPF1减去增益控制目标值REF的运算(GLPF1-REF的运算)，获得运算输出GSUB。目标增益设定用减法器1205的运算输出GSUB被供给到增益控制器1206。在增益控制器1206中，增益控制系数PIDGCONST乘以运算输出GSUB，获得增益控制输出GPID。
[0062] 增益控制器1206输出的增益控制输出GPID，为了使该增益控制输出GPID的特定频带通过，因此被供给到带通滤波器1208。带通滤波器1208的输出被供给到输出运算部1212。
[0063] 另外，增益控制器1206的增益控制输出GPID也被供给到解调信号生成用混频器1210、1211。在解调信号生成用混频器1210中，可变控制振荡电路1209的一个输出COS0与增益控制输出GPID相乘，乘法运算输出COS被供给到增益控制用混频器1201。此外，在解调信号生成用混频器1211中，可变控制振荡电路1209的另一个输出SIN0与增益控制输出GPID相乘，乘法运算输出SIN被供给到频率控制用混频器1202。
[0064] 接下来，对正交检波部1000的数字信号处理部1200的频率控制路径进行说明。
[0065] 在频率控制用混频器1202中，进行模拟数字变换电路1120的输出ADCO与解调信号生成用混频器1211的输出SIN的相乘，频率控制用混频器1202的输出FMIX被供给到频率控制用低通滤波器1204。
[0066] 利用频率控制用低通滤波器1204使低频通过而得的输出FLPF1被供给到频率控制器1207。在频率控制器1207中，频率控制系数PIDFCONST乘以输出FLPF1，获得频率控制输出FPID。
[0067] 频率控制器1207输出的频率控制输出FPID被供给到输出运算部1212。
[0068] 此外，频率控制器1207输出的频率控制输出FPID也被供给到可变控制振荡电路1209。可变控制振荡电路1209根据频率控制输出FPID、从通信电路1300获得的频率增益FSTEP以及中心频率设定值FCENTER，生成振荡输出COS0以及SIN0。
[0069] 输出运算部1212对增益控制输出GBPF与频率控制输出FPID进行适当处理，生成发送用信号OUT。例如，考虑各种滤波处理、输出用的代码变换、CRC运算等。这些可以根据系统结构而灵活设计。
[0070] 另外，如图11的示例在后面叙述那样，输出运算部1212可以进行快速傅里叶变换(FFT)的运算，进行频率分析。但是，输出运算部1212进行的FFT运算是针对增益控制输出GBPF进行的运算，相比于直接对电流检测器1502的输出进行FFT运算的情况，能够以非常低的采样率来执行。
[0071] 由输出运算部1212获得的发送用信号OUT从通信电路1300发送给图3所示的上位系统(云计算机130)。
[0072] 另外，正交检波部1000的电源电路1400例如与电池1401连接，获得使正交检波部1000内的各电路工作的电源电压VCC。使用电池1401是一个示例，像图1中通过虚线表示连接那样，也可以设置太阳能电池单元1402等环境发电，由电源电路1400获得电源电压VCC。
另外，环境发电可以与电池1401并用。
另外，环境发电可以与电池1401并用。
[0073] 图2表示模拟前端1100的输入电路1110的电路结构例。
[0074] 输入电路1110具有低通滤波器1111、输入负载1112以及电平移位器1113。
[0075] 输入负载1112由将电流检测器1502的两个输入CTOP以及CTON桥接的电阻性负载308构成。电阻性负载308的大小需要依赖于应用的电流检测器1502而进行设计。
[0076] 电平移位器1113针对与输入电路1110的后级连接的模拟数字变换电路1120，具有调整输入电平的功能。即，电平移位器1113通过高侧分压电阻器309与低侧分压电阻器310在电源电压VCC与接地电位GND之间进行分压，将适当调整后的电平施加到电流检测器1502的一方的输入CTON。这里决定的基准电平需要考虑对低通滤波器1111的动作的影响来进行设计。
[0077] 低通滤波器1111是由4个电阻器301、302、304、306与2个电容器303、305和运算放大器307构成的有源放大器。有源放大器与无源放大器相比，有可以调整增益的优点。
[0078] 由低通滤波器1111获得的输出CONDO被供给到模拟数字变换电路1120(图1)。
[0079] 图3是表示旋转机诊断系统100的整体结构例的图。
[0080] 旋转机诊断系统100具有多个测量站点110a～110m、网络120和云计算机130。
[0081] 测量站点110a～110m设置与生产线的旋转机1500的设置数对应的任意数量。根据系统结构的不同，有时只设置一个测量站点110a。
[0082] 在图3中表示一个测量站点110a的结构，但其他测量站点110b～110m也是一样的结构。
[0083] 测量站点110a～110m具有测量旋转机1500的多个旋转机测量单元111a～111n、收集各旋转机测量单元111a～111n输出的数据包PKT1、PKT2、…、PKTn的数据收集装置112。旋转机测量单元111a～111n也设置与生产线的旋转机1500的设置数量对应的任意数量。根据系统结构的不同，有时只设置1个旋转机测量单元111a。
[0084] 各旋转机测量单元111a～111n具有监视旋转机1500的电流的电流检测器1502、对电流检测器1502检测出的电流进行检波的正交检波部1000。
[0085] 各旋转机测量单元111a～111n的正交检波部1000具有的通信电路1300(图1)输出包含旋转机的测量数据的数据包PKT1、PKT2、…、PKTn。
[0086] 数据收集装置112将来自各旋转机测量单元111a～111n的数据包PKT1～PKTn经由网络120输送给云计算机130。
[0087] 在云计算机130中蓄积接收到的数据包PKT1～PKTn所包含的数据。并且，在云计算机130具有的运算节点131实施使用了所蓄积的数据的各种处理。运算节点131的信息被进行使用了旋转机的生产线的监视的系统参照，进行对配合旋转机的劣化状况的操作有用的处理。由此期待将机器的停机时间设定为最小，有助于操作成本的降低。
[0088] 图4是表示通过来自云计算机130的运算节点131的指示，使特定的测量站点110a的正交检波部1000启动的启动序列。
[0089] 在运算节点131被启动之前的状态时，正交检波部1000是休眠模式，在不进行测量的状态下进行待机(步骤S11)。这样，正交检波部1000在休眠模式下待机，由此可以降低旋转机测量单元111a的消耗电力。因此，可以延长对构成各旋转机测量单元111a～111n的终端进行电池驱动时的电池寿命，可以降低旋转机诊断系统100的运用成本。
[0090] 这里，在从运算节点131向测量站点110a传输启动信号WAKEUP时，相应的测量站点110a的正交检波部1000向激活状态转移(步骤S12)。之后，根据需要发送来自运算节点131的下行通信数据包PKTDOWN，设定测量条件。也可以不每次都通过该下行通信数据包PKTDOWN进行测量条件的设定。例如，可以在设置了测量站点100a之后想要变更预先设定的动作条件时进行。
[0091] 然后，测量站点110a的正交检波部1000进行初始化动作(步骤S13)，执行设定状态下的频率控制以及增益控制(步骤S14)，进入同步检波动作的准备(步骤S15)，开始基于同步检波的测量(步骤S16)。这里，例如考虑如下方法：在内部制作通知各控制已静定的信号，将该信号用作测量开始触发信号。为了检测控制已静定，作为一例而考虑以下方法：监视控制结果与控制目标之差，对监视到的差比预定的设定值小的情况进行检测。
[0092] 之后，测量站点110a的正交检波部1000结束基于同步检波的测量(步骤S17)。该测量的结束，例如通过内部的计时器测量从测量开始起的时间，若到预定时间则结束。该测量开始等的时间也可以作为测量设定值，通过下行通信来设定。这样，可以降低运用成本。
[0093] 在测量结束时，正交检波部1000具有的通信电路1300(图1)通过上行通信来发送测量结果的数据(步骤S18)。运算节点131通过基于接收到的测量结果的数据的运算处理，诊断旋转机的状态。
[0094] 然后，测量站点110a的正交检波部1000在上行数据通信结束之后成于休眠状态，直到接收下一启动信号WAKEUP为止进行待机(步骤S19)。
[0095] 接下来，对通过本实施例的正交检波部1000的检波，测量旋转机的状态的动作进行说明。
[0097] 图5所示的波形的中央的频率位置是主峰200。并且，以主峰的频率位置f0为中心，产生第一边频带201、202与第二边频带203、204。这里，已知在第一边频带201、202或第二边频带203、204是异常的状态时，旋转机1500存在劣化等异常，在正交检波部1000中，从边频带201、202、203、204测量旋转机1500的状态。
[0098] 主峰200的频率f0与第一边频带201、202的频率差是df1。同样地，主峰200的频率f0与第二边频带203、204的频率差是df2。
[0099] 在正交检波部1000中通过对主峰200进行检波，主峰200的频率f0变换为直流和2倍的高次谐波2f0，第一边频带201、202向频率df1移动，第二边频带203、204向频率df2移动。
[0100] 因此，在通过正交检波部1000进行了同步检波之后，通过低通滤波器除掉移动至高频侧(2f0)的峰，并且通过带通滤波器来去除，能够提取只包含边频带的信号。
[0101] 为了从图5所示的频谱中早期检测旋转机1500的异常，需要测量微弱的边频带201、202的强度，为此，利用正交检波来去除主峰200是非常有效的。
[0102] 图6是表示输入电路1110具有的低通滤波器1111的频率特性的决定方法的图。图6的(a)表示对低通滤波器1111的输入信号的频率特性，图6的(b)表示低通滤波器1111的通过特性。图6的(a)的横轴表示频率，纵轴表示振幅。图6的(b)的横轴表示频率，纵轴表示增益。
[0103] 考虑作为频率f0的主峰200附近的边频带而检测异常信号时，优选低通滤波器1111(图2)设计成最低也使主峰200的频率f0通过。该情况下，优选低通滤波器1111的截止频率fc设计成满足f0＜fc。当在后级的电路产生低频的采样时，通过将截止频率fc设计成不要太过高频，可以抑制噪声反射。截止频率fc比主峰200的频率f0大，但是设为尽可能小的频率对高精度的边频带的检测是有效的。
[0104] 图7表示图1所示的正交检波部1000的各部的波形的示例。图7所示的各波形图的横轴是时间。
[0105] 图7的(a)表示电流检测器1502的两个输出CTOP、CTON。图7的(a)的纵轴是电压。
[0106] 电流检测器1502的一个输出CTOP是模拟波形，重叠有高频噪声。电流检测器1502的另一个输出CTON是被调整为由电平移位器1113(图2)生成的电位的电压。
[0107] 图7的(b)表示通过了输入电路1110的低通滤波器1111的信号CONDO。图7的(b)的纵轴表示电压。
[0108] 如图7的(b)所示，通过了低通滤波器1111的信号CONDO为从电流检测器1502的输出CTOP去除了高频噪声的平滑的波形。
[0109] 图7的(c)表示正交检波部1000的数字信号处理部1200的增益控制路径的值(LSB)的变化。
[0110] 关于增益控制用混频器1201的输出GMIX，在相对于信号CONDO的波形(图7的(b))，解调信号生成用混频器1210输出的信号COS为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过。
[0111] 如图7的(c)所示，在通过增益控制用低通滤波器1203对增益控制用混频器1201的输出GMIX进行低通处理时，获得平坦的波形的输出GLPF1。从该增益控制用低通滤波器1203的输出GLPF1利用目标增益设定用减法电路1205减去增益控制目标值REF，由此获得输出GSUB，在控制稳定时，输出GSUB静定为基准电平。
[0112] 图7的(d)表示正交检波部1000的数字信号处理部1200的频率控制路径的值(LSB)的变化。
[0113] 关于频率控制用混频器1202的输出FMIX，在相对于信号CONDO的波形(图7的(b))，解调信号生成用混频器1211输出的信号SIN为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过。
[0114] 如图7的(d)所示，在通过频率控制用低通滤波器1204对频率控制用混频器1202的输出FMIX进行低通处理时，获得平坦的波形的输出FLPF，在控制稳定时，输出FLPF如图7所示静定为基准电平。
[0115] 这些增益控制输出GPID与频率控制输出FPID包含积分成分因此不为零。关于增益控制输出GPID，当不存在边频带时为直流波形，在存在边频带时为边频带成分与直流成分重叠的波形。频率控制输出FPID只要频率控制稳定就取得一定的值，这是与图5中的f0相当的值。
[0116] 图8表示供给到增益控制用低通滤波器1203的信号GMIX的波形(图8的(a))、增益控制用低通滤波器1203的通过特性(图8的(b))、通过增益控制用低通滤波器1203之后的波形(图8的(c))。图8的各图的横轴是频率，纵轴是增益。
[0117] 增益控制用低通滤波器1203的输入信号GMIX是同步检波后的振动，因此，如图8的(a)所示，图5的主峰的频率f0向直流2倍的频率2f0转移，第一和第二边频带的峰值观测为频率df1和df2。
[0118] 其中，该状态下由于主峰的2倍频2f0的成分的强度压倒性地大，因此需要通过增益控制用低通滤波器1203将其去掉。因此，如图8的(b)所示，增益控制用低通滤波器1203的截止频率fc1需要设定得比主峰的2倍频2f0小。另一方面，在与第二边频带df2的频率相比不大时，会缺失观测旋转机的异常的信号成分。
[0119] 根据这些条件，增益控制用低通滤波器1203的截止频率fc1需要设定为df2＜fc1＜2f0。此外，在增益控制用混频器1201不具有理想的特性时，主峰的1倍频f0成分有时具有较大的强度。为了对其进行抑制，优选截止频率fc1设定为df2＜fc1＜f0。
[0120] 图8的(c)所示的信号GLPF1是通过增益控制用低通滤波器1203之后的信号，是抑制主峰的2倍频2f0成分，实现了可以高精度地提取边频带成分的准备的信号。
[0121] 但是，在图8的(c)所示的信号GLPF1中，在低频侧还残存未除掉的噪声(图中的噪声)。通过带通滤波器1208(图1)除去该低频噪声。
[0122] 接下来，使用图9，对除掉低频噪声的带通滤波器1208的特性进行说明。图9所示的各特性图的横轴是频率，纵轴是增益。图9的(a)表示增益控制器1206的输出GPID的频谱。图9的(b)表示带通滤波器1208的频率特性。图9的(c)是通过带通滤波器1208之后的波形GBPF的频谱。
[0123] 由于在增益控制器1206的输出GPID中在低频侧残留噪声(图中的噪声)，因此，通过在通过频带具有从频率fc2到频率fc3的带通滤波器1208来去除该噪声。此时，在将噪声频率设为fn时，优选下侧的截止频率fc2设定成fn＜fc2＜df1，下侧的截止频率fc3设定成df2＜fc3＜2f0。由此，如图9的(c)所示，能够去除低频侧的噪声，能够高精度地提取边频带成分df1以及df2。
[0124] 图10的(a)表示带通滤波器1208的输出GBPF的时间序列波形的示例。在图10的(a)中，横轴表示时间，纵轴表示值(LSB)。
[0125] 此外，图10的(b)是获得了输出GBPF时的通信电路1300发送的通信载荷的数据包PKTUP的结构的一例。
[0126] 如图10的(a)所示，启动之后到增益控制输出静定之前时间段(Init)定义为启动序列，输出运算部1212将除去了该期间(Init)的输出的交流振幅值MAG设为最终输出。该交流振幅值MAG为包含了第一和第二边频带的成分的强度。因此，在旋转机1500劣化时，交流振幅值MAG的值变大，正常情况下为接近零的值。
[0127] 如图10的(b)所示，在上行通信的数据包PKTUP中配置有表示传感器状态的信息(sensor Condition)、交流振幅值MAG以及频率控制输出FPID等数据(Data)、可靠性保证信息(CRC)。
[0128] 在表示传感器状态的信息中包含传感器固有编号sensorID、电池余量信息batt、温度信息temp这样的信息。通过将包含这样的信息的数据包PKTUP发送给系统的上位(云计算机130的运算节点131)，能够通过系统的上位来运算诊断结果。
[0129] 具体来说，交流振幅值MAG的大小表示异常本身，频率控制输出FPID有助于确认同步检波是否正常动作。并且，主峰的频率f0与旋转机1500的驱动速度关联，因此，在同时监视多个旋转机1500的状况下，可以从主峰的频率f0判断输送生产线整体的鲁棒性。
[0130] 接下来，对图1所示的输出运算部1212进行了获得第一边频带与第二边频带的频谱的运算时的示例进行说明。即，在图10所示的示例中，虽设置成将交流振幅值MAG发送给上位侧，但是也可以分析第一边频带与第二边频带的频谱，将各强度发送给上位侧。输出运算部1212在分析第一边频带与第二边频带的频谱时，输出运算部1212进行快速傅里叶变换(FFT)的运算。这里的FFT运算是对交流振幅值MAG进行FFT运算而获得频谱的运算，与对原始数据进行FFT相比，由于边频带是非常低频(数Hz)因此可以降低采样率，能够较低地抑制运算量。
[0131] 图11表示输出运算部1212从交流振幅值MAG分析了第一边频带与第二边频带的频谱时的示例。
[0132] 图11的(a)表示交流振幅值MAG的频谱。图11的(a)的横轴是频率，纵轴是增益。
[0133] 图11的(b)表示配置了对交流振幅值MAG的频谱进行分析而获得的第一边频带与第二边频带的强度和频率的发送数据包的结构例。
[0134] 在对图11的(a)所示的交流振幅值MAG进行了频率分析时，获得第一边频带的强度MAG1和频率df1、第二边频带的强度MAG2和频率df2。
[0135] 如图11的(b)所示，将这样获得的第一边频带的强度MAG1和频率df1、以及第二边频带的强度MAG2和频率df2配置于通信电路1300发送的通信载荷的数据包PKTUP的数据(Data)中。数据包PKTUP的其他内容与图10的(b)的结构相同。
[0136] 图12表示通信电路1300从系统上位(图3的云计算机130)通过下行链路接收的数据包PKTDOWN的结构的一例。
[0137] 在数据包PKTDOWN中配置用于识别信息的sensorID(传感器ID)、设定数据(setting)和CRC信息。
[0138] 作为设定数据(setting)，配置频率控制系数PIDFCONST、增益控制系数PIDGCONST、可变控制振荡电路的中心频率FCENTER、控制发送机的频率增益FSTEP以及增益控制目标REF。
[0139] 另外，这些设定数据不需要在每次启动时进行发送，例如在同步检波不顺利的情况下或进行装置的设置时进行发送，在各测量站点侧存储接收到的设定数据。通过这样，可以将下行链路的通信抑制为所需最低限度，可以降低用于系统运用的消耗电力。特别是，下行链路的通信消耗电力大，通过减少下行链路的通信次数，获得更大的效果。
[0140] 另外，在图1所示的正交检波部1000中，对通过模拟前端1100的模拟数字变换电路1120进行数字变换而得的数据进行处理。与之相对，可以正交检波部1000将输入电路1110的作为模拟信号的输出CONDO作为输入，在正交检波部1000内进行数字变换。
[0141] 图13和图14表示正交检波部1000具有模拟数字变换电路时的结构例。
[0142] 在图13所示的示例中，模拟前端1100具有输入电路1110，将输入电路1110的输出CONDO(模拟信号)供给到数字信号处理部1200。数字信号处理部1200通过增益控制用混频器1201以及频率控制用混频器1202来进行模拟信号处理，获得增益控制用混频器1201的输出GMIX以及频率控制用混频器1202的输出FMIX。
[0143] 并且，将增益控制用混频器1201的输出GMIX供给到模拟数字变换电路1213而获得数字输出GADC，将该数字输出GADC供给到增益控制用低通滤波器1203。
[0144] 此外，将频率控制用混频器1202的输出FMIX供给到模拟数字变换电路1214而获得数字输出FADC，将该数字输出FADC供给到频率控制用低通滤波器1204。
[0145] 图13所示的正交检波部1000的其他部位与图1所示的正交检波部1000同样地构成。
[0146] 图14所示的示例是进一步将增益控制用低通滤波器1203以及频率控制用低通滤波器1204也设为模拟电路，在两滤波器1203以及1204的后级配置了模拟数字变换电路1215以及1216的示例。
[0147] 该情况下，增益控制用低通滤波器1203将输出GLPF1供给到模拟数字变换电路1215，将进行了变换的数字信号GADC供给到目标增益设定用减法电路1205。此外，频率控制用低通滤波器1204将输出FLPF1供给到模拟数字变换电路1216，将进行了变换的数字信号FADC供给到频率控制器1207。
[0148] 图14所示的正交检波部1000的其他部位与图13所示的正交检波部1000同样地构成。
[0149] 如该图13以及图14所示，在构成为在正交检波部1000的内部进行数字变换处理时，也与图1的结构一样，可以获得与第一边频带和第二边频带的强度对应的信号。
[0150] 此外，在此前说明的结构中，作为正交检波部1000具有的电源电路1400而具有电池1401或环境发电。与之对应地，作为电源电路1400也可以将从与旋转机1500连接的电线检测出的电流用作电源。
[0151] 即，如图15所示，在旋转机1500的u相的电线配置电力检测器1503，将由电力检测器1503获得的电流供给到电源电路1400。从u相的电线获得电流是一例，也可以是其他相的电线。但是，优选从与用于检测异常的电力检测器1503不同的相的电线获得电流。
[0152] 并且，电源电路1400从由电力检测器1503获得的电流获得使正交检波部1000工作的电源电压VCC。
[0153] 图15所示的正交检波部1000的其他结构，与图1所示的正交检波部1000一样地构成。
[0154] 这样，从驱动旋转机1500的电力获得使正交检波部1000工作的电源，由此，不需要电池等，可以简化电源结构。
[0155] <第二实施例>
[0156] 接下来，参照图16～图18对本发明的第二实施例进行说明。在图16～图18中，对与第一实施例所说明的图1～图15相同部位标注相同符号，省略重复说明。
[0157] 图16是表示第二实施例的正交检波部1000的结构的图。
[0158] 图16所示的正交检波部1000代替图1所示的可变控制振荡电路1209而设置频率运算部1701。此外，作为数字信号处理部1200具有对输入ADCO进行锁存的数据锁存器1601、乘算逻辑部1602、1603、1604、1605。
[0159] 即，数字信号处理部1200的数据锁存器1601与从频率运算部1701供给的时钟(clock)CK同步地对输入ADCO进行锁存，获得锁存输出LTO。另外，数据锁存器1601针对主峰的频率以非常快的频率进行采样。
[0160] 数据锁存器1601的锁存输出LTO被供给到乘算逻辑部1602、1603。乘算逻辑部1602将其他乘算逻辑部1604的输出COS与锁存输出LTO的逻辑运算输出GMULT供给到增益控制用低通滤波器1203。乘算逻辑部1604通过增益控制器1206的输出GPID与频率运算部1701的输出COS0的逻辑运算，而获得乘算输出COS。
[0161] 此外，乘算逻辑部1603将其他乘算逻辑部1605的输出SIN与锁存输出LTO的逻辑运算输出FMULT供给到频率控制用低通滤波器1204。乘算逻辑部1605通过增益控制器1206的输出GPID与频率运算部1701的输出SIN0的逻辑运算，而获得乘算输出SIN。
[0162] 频率运算部1701具有产生时钟CK的振荡器、根据该振荡器输出的计数动作等生成上述的输出COS0以及SIN0的电路。
[0163] 图17表示图16所示的正交检波部1000的各部的波形的示例。图17所示的各波形图的横轴是时间。
[0164] 图17的(a)表示数据锁存器1601的输出LTO的变化。为了相对于主峰的频率以非常快的频率进行采样，输出LTO的波形成为像模拟那样平滑的波形。
[0165] 图17的(b)表示图16所示的正交检波部1000的增益控制路径的值(LSB)的变化。
[0166] 乘算逻辑部1602的逻辑运算输出GMULT，成为在乘算逻辑部1604输出的信号COS为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过的波形。
[0167] 在通过增益控制用低通滤波器1203对该乘算逻辑部1602的逻辑运算输出GMULT进行低通处理时，获得平坦的波形的输出GLPF1。从该增益控制用低通滤波器1203的输出GLPF1通过目标增益设定用减法电路1205减去增益控制目标值REF，由此获得输出GSUB，在控制稳定时，输出GSUB静定为基准电平。
[0168] 图17的(c)表示正交检波部1000的频率控制路径的值(LSB)的变化。
[0169] 乘算逻辑部1603的逻辑运算输出FMULT，在乘算逻辑部1605输出的信号SIN为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过。
[0170] 在通过频率控制用低通滤波器1204对该乘算逻辑部1603的逻辑运算输出FMULT进行低通处理时，获得平坦的波形的输出FLPF，在控制稳定时，输出FLPF静定为基准电平。
[0171] 图17所示的波形与第一实施例的图7所示的动作波形相同，从该图17所示的波形明确可以与第一实施例一样地进行同步检波。
[0172] 在图16所示的本实施例的正交检波部1000的情况下，数字信号处理部1200与频率运算部1701是纯粹的逻辑电路，因此，可以通过逻辑电路、FPGA、在微型计算机上运行的软件等各种实现方法构成正交检波部1000。
[0173] 这里，根据设为对象的旋转机的主峰频率来改变测量系统所要求的速度，因此，根据速度来选择最佳的实现方法即可。
[0174] 另外，在图16所示的频率运算部1701中，将振荡器的输出直接作为时钟CK而供给到数据锁存器1601。与之相对，可以在频率运算部1701内将振荡器输出的时钟CK的计数值与频率控制器1207的频率控制输出FPID进行比较，将作为比较结果的重置信号作为时钟供给到数据锁存器1601。
[0175] 这样，数据锁存器1601通过重置信号进行锁存动作，由此，可以降低锁存周期，可以降低数字信号处理部1200的负荷。
[0176] 并且，该情况下，通过重置信号来实施触发，对模拟数字变换电路1120进行间歇驱动，由此可以降低模拟数字变换电路1120中的消耗电流。
[0177] 图18是在图16所示的正交检波部1000中数据锁存器1601通过重置信号进行锁存动作时的动作波形。
[0178] 图18的(a)表示数据锁存器1601的输出LTO的变化。输出LTO在频率控制静定时具有4f0的采样频率，成为针对作为模拟波形的LTO对图中黑圈所示的位置的值进行了采样的输出。
[0179] 图18的(b)表示图16所示的正交检波部1000的增益控制路径的值(LSB)的变化。
[0180] 乘算逻辑部1602的逻辑运算输出GMULT，成为在乘算逻辑部1604输出的信号COS为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过的波形。存在模拟波形时的相乘结果180(图18的(b))与图17的(b)的逻辑运算输出GMULT的波形不同。
[0181] 图18的(c)表示正交检波部1000的频率控制路径的值(LSB)的变化。
[0182] 乘算逻辑部1603的逻辑运算输出FMULT，在乘算逻辑部1605输出的信号SIN为低电平“低(Low)”时乘以负号来反转，在为高电平“高(High)”时通过。存在模拟波形时的相乘结果181(图18的(c))与图17的(c)中的逻辑运算输出FMULT的波形不同。
[0183] 图18所示的波形与第一实施例的图7所示的动作波形，采样频率不同但是作为LSB值相同，从该图18所示的波形明确可以与第一实施例一样地进行同步检波。
[0184] 图19是表示数据锁存器1601通过该重置信号进行锁存动作时的、输入电路1110具有的低通滤波器1111(图2)的频率特性的图。图19的(a)表示模拟数字变换电路1120的输出ADCO的频率特性，横轴表示频率，纵轴表示振幅。图19的(b)表示低通滤波器1111的特性，横轴表示频率，纵轴表示增益。
[0185] 低通滤波器1111的截止频率fc4需要比主峰的频率f0大，但是数据锁存器1601的采样频率在控制静定时为频率4f0。因此，如图19的(b)所示，截止频率fc4需要设定成满足f0＜fc4＜4f0。
[0186] 通过这样设定低通滤波器1111的截止频率4f0，能够降低数据锁存器1601中的数据取入时的噪声反射，能够实现高精度的测量。
[0187] <变形例>
[0188] 另外，本发明并非限定于上述的各实施例，包含各种变形例。例如，上述的各实施例是为了容易理解本发明地进行说明而详细进行了说明的实施例，未必限定于具有所说明的全部结构的发明。此外，也可以将多个实施例的结构组合。
[0189] 例如，在图1或图3所示的结构中，正交检波部1000对一个旋转机1500的电流检测器1502的输出信号进行检波。与之相对，一个正交检波部1000也可以对多个电流检测器1502的输出信号进行检波。
[0190] 图20表示一个正交检波部1000’对多个电流检测器1502的输出信号进行检波时的结构的示例。
[0191] 在对图20所示的结构进行说明时，这里准备m个(m是任意的整数)旋转机1500a～1500m，对该m个旋转机1500a～1500m的每一个分开设置电流检测器1502。并且，将各电流检测器1502的输出信号供给到正交检波部1000’具有的多路调制器1801。多路调制器1801根据从输出运算部1212供给的选择信号SEL进行依次切换供给到模拟前端1100的输入信号的处理。
[0192] 正交检波部1000’的模拟前端1100与数字信号处理部1200的结构与图1所示的正交检波部1000是一样的结构。
[0193] 图21的(a)表示在图20所示的结构的正交检波部1000’的情况下，供给到多路调制器1801的选择信号SEL、与供给到输出运算部1212的带通滤波器1208的输出GBPF。
[0194] 如图21的(a)所示，将切换m个电流检测器1502的选择信号SEL输送给多路调制器1801。与该选择信号SEL的切换关联地获得针对一个电流检测器1502的输出的交流振幅值MAG。这里，在输出各电流检测器1502的交流振幅值MAG的期间，规定从启动到增益控制输出静定之前的时间段(Init)，对除去了该静定之前的时间段(Init)的期间的交流振幅值MAG进行测量。
[0195] 图21的(b)是在图20所示的结构的正交检波部1000’的情况下，通信电路1300发送的通信载荷的数据包PKTUP的结构的一例。
[0196] 如图21的(b)所示，在数据包PKTUP中配置了表示传感器状态的信息(sensor Condition)、交流振幅值MAG以及频率控制输出FPID等数据(Data)、可靠性保证信息(CRC)。
[0197] 这里，在数据(Data)的区间配置m个交流振幅值MAG以及频率控制输出FPID。
[0198] 图22表示具有图20所示的结构的正交检波部1000’的情况下的、启动正交检波部1000’的启动序列。在图22中，对与图4所示的启动序列相同的处理标注相同的步骤编号。
[0199] 图22所示的序列与图4所示的序列的不同点是在步骤S12与步骤S13之间进行步骤S21的处理、在步骤S18与步骤S19之间进行步骤S22的判断处理。
[0200] 即，在通过步骤S12正交检波部1000转移到激活状态之后，在步骤S21中进行基于选择信号SEL的多路调制器1801的选择处理之后，向步骤S13的初始化动作转移。
[0201] 此外，在步骤S18中通过上行通信发送了测量结果的数据之后，在步骤S22中判断是否进行了全部m个选择，在进行了m个选择时(步骤S22，是)，向步骤S19的待机转移。此外，当在步骤S22中没有进行全部m个选择时(步骤S22，否)，对多路调制器1801输送下一选择信号SEL，重复步骤S21到步骤S18的处理。
[0202] 这样，一个正交检波部1000’对多个电流检测器1502的输出信号进行检波，可以依次发送给云计算机130侧。通过设为该图20所示的结构，可以通过较少的检波部来高效地进行针对多个旋转机1500的检波，实现系统结构的简易化。
[0203] 另外，在图20所示的结构或图1等所示的结构中，作为模拟前端1100具有输入电路1110，将输入电路1110的输出CONDO供给到模拟数字变换电路1120，从而获得数字变换输出ADCO。与之相对，也可以将电流检测器1502的输出直接供给到模拟数字变换电路1120而进行数字变化。例如，可以构成为：通过微型计算机(所谓的微机)构成了正交检波部时，向该微机具有的模拟数字变换电路1120的输入即输入MUX供给电流检测器1502的输出。
[0204] 此外，在图20所示的结构中，设为与图1所示的第一实施例的结构组合的示例，但是在第二实施例中，也可以通过一个检波部来同样地对多个电流检测器1502的输出信号进行检波。
[0205] 此外，在第一实施例或第二实施例中，检波部具有的低通滤波器1203、1204或带通滤波器1208因实际的动作状态而不需要进行噪声等的去除时，可以省略一部分或全部。此外，即使是设置这些滤波器的情况下，也可以在图1等所示的连接位置以外的部位配置低通滤波器或带通滤波器。
[0206] 此外，在上述的实施例中，设为作为电动机的旋转机的诊断系统。与之相对，本发明不仅能够应用于电动机的劣化诊断，还能够应用于因劣化而在驱动电流的主峰的附近产生边频带那样的电动机以外的旋转机的诊断。
[0207] 此外，在结构图或功能框图中，只示出认为说明所需的控制线或信息线，产品上未必限于示出全部的控制线或信息线。实际上也可以认为全部的结构几乎彼此连接。
[0208] 此外，各实施例所说明的结构可以通过处理器解释、执行实现各功能的程序而由软件实现。实现各功能的程序等的信息可以存储于存储器、硬盘、SSD(Solid State Drive)等记录装置、或IC卡、SD卡、光盘等记录介质。
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