本発明は、インバータの制御装置に関し、特に、インバータの出力電流検出方法，直流母線電流から出力電流（相電流）を検出する技術に関する。

空調機や洗濯機などに使用されている電動機駆動装置は小型・低コスト化，高効率化，高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数開発されている。

電動機駆動装置の高効率化の要求に対しては、電動機として永久磁石電動機の適用が一般的であるが、更なる高効率化のために、空調機及び洗濯機の通常運転時（低速回転域）に高効率となる電動機設計が行われている。

しかし、電動機を低速回転で高効率となる設計を行うと、後に述べる理由により、高出力化が困難となる。

ここで、図１及び図２に電動機を駆動した場合の特性を示す。

図１は電動機の回転数とインバータの印加電圧及び出力電流の関係を示し、図２は電動機の回転数と出力トルクの関係を示している。

永久磁石電動機には回転数に比例した誘起電圧が発生するため、インバータは、図１の実線（印加電圧）に示すように回転数に比例して増加し、図２の実線に示すように一定のトルクを出力することが可能である。

しかし、図１に示すように、電動機の回転数が点Ｎ１を超えると、電動機に発生する誘起電圧がインバータの供給可能電圧Ｖ ₀を上回る。 この回転数Ｎ１以上を電圧飽和領域と呼ぶ。 特に、高効率設計電動機は電圧飽和回転数Ｎ１が低い。 言い換えれば、通常の運転領域が狭く、電圧飽和領域が広くなる。

そこで、電動機の高出力化（高速回転化）のために、図１の点Ｎ１を超える電圧飽和領域では一般的に、弱め界磁制御方式が用いられている。

弱め界磁制御方式は図１の実線（出力電流）に示すように、点Ｎ１以上の高速回転域で無効電流を流すことにより、見かけ上誘起電圧を低減させ、駆動可能な回転数範囲を増加させている。 しかし、図１の実線（出力電流）に示すように、Ｎ１以上では電流が増加するため電動機駆動装置全体の効率を低下させてしまう。 また、図２の実線に示すように出力可能トルクも点Ｎ１以上の回転数では、回転数と共に減少する。

一方、インバータ供給可能電圧を増加させる手法として、過変調ＰＷＭ制御が提案されている。

過変調ＰＷＭ制御を適用することにより、図１の点線に示すように、通常用いられている正弦波ＰＷＭ制御でのインバータ供給可能電圧Ｖ ₀に対して最大で約１.２７倍までインバータ供給可能電圧を向上させることが可能となり、点Ｎ２の回転数まで運転領域を拡大することが可能となる（図１の１点破線の通り）。

このため、高速回転域において弱め界磁制御方式を適用した場合の無効電流の増加を抑えることが可能となり、効率及びトルクの低下を抑制することが可能となる。

電動機駆動装置の小型・低コスト化の要求に対しては、相電流センサを用いない制御手法が提案されている。

相電流センサを用いない方式の一つとして、例えば、特許文献１に開示されているように、電動機を駆動するインバータ回路の直流母線電流とインバータのスイッチング状態とに基づいて、電動機の瞬時相電流を検出し、電動機の相電流を再現する電流検出方法が提案されている。

この方式は、インバータを駆動するＰＷＭ信号を利用し、インバータの直流母線電流に瞬間的に現れる電動機の２相分の瞬時相電流をサンプル・ホールドし、電動機相電流を再現している。

別方式としては、例えば、特許文献２に開示の技術が知られている。 これは、電動機を駆動するインバータの平均直流母線電流値及び直流電圧値とに基づいて電動機への直流電力を導出し、電動機のトルク電流を検出する方式も提案されている。

上記で述べた通り、特許文献１の方式は、過変調状態で直流母線電流に１相分の瞬時相電流情報しか現れない場合に電流再現ができなくなる。

また、特許文献２の方式は、無効電流を流さない領域を前提にしているため、弱め界磁制御のように無効電流が流れる領域では電流再現が不可能である。

言い換えると、これら特許文献１，２に開示の技術は、過変調制御と弱め界磁制御を併用した領域では相電流再現ができず、電動機を駆動することができなかった。

また、従来の過変調ＰＷＭ制御手法では、電動機相電流センサを用いた構成での提案であり、過変調ＰＷＭ制御時の直流母線電流検出方式は考慮されていない。

このため、従来技術と弱め界磁制御のみを併用した構成の場合、無効電流が多く流れるという問題点があった。 さらに言えば、従来技術と過変調ＰＷＭ制御と弱め界磁制御とを用いた制御を行うことができないという問題点があった。

本発明は、電動機に流れる無効電流を低減すること目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、
直流電源からインバータに流入する直流母線電流のうち、電動機に流れる瞬時相電流を検出する直流母線電流検出器からの情報を入力とし、前記瞬時相電流値から前記電動機に流れる相電流を再現する電流再現部を有するインバータの制御装置において、
前記電流再現部は、電圧飽和領域では、
前記直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流と、１相分の瞬時相電流値と、に基づいて前記電動機に流れる相電流を演算し、
前記相電流を用いて前記インバータへの印加電圧指令を演算する構成とした。

本発明によれば、電動機に流れる無効電流を低減することができる。

電動機の回転数に対するインバータ印加電圧と出力電流の概略図である。

電動機の回転数に対する出力可能トルクの概略図である。

本発明の実施例１の電動機駆動装置の全体構成図を示すブロック図である。

電流再現部の処理の流れを示すフロー図である。

過大な過変調状態となる場合のＰＷＭ発生器、及びシャント抵抗における変調信号・スイッチング状態・直流母線電流の関係を示す波形例に本実施例でのサンプリング状態を併記した図である。

アナログフィルタ回路を用いた場合の電流再現部の処理の流れを示すフロー図である。

本実施例の電流再現部６Ｃの構成を示すブロック図である。

低速回転域での直流母線電流のサンプリングを示す波形例である。

図８（ｄ）を拡大して詳細を説明するための図。

本実施例の電流再現手法を用いた空調機の全体構成図である。

圧縮機用電動機の電動機回転数に対する効率の概略図である。

本発明の実施例２の洗濯機の全体構成図である。

洗濯機用電動機の動作点の概略図である。

以下、図面に基づき本発明の実施例を説明する。

本発明の第１の実施例を図３から図６を用いて説明する。

図３は本発明の一実施例である電動機駆動装置の構成を示し、図４は電流再現部６の処理を示す。

インバータ２は、ＩＧＢＴとダイオードから構成されたインバータ主回路２１と、制御装置５から出力されるパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）５Ａに基づいて主回路のＩＧＢＴへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ２２からなり、ＰＷＭ信号５Ａに基づいて、直流電源３から供給される直流電圧Ｅ _dを、三相の交流電圧に変換して、電動機１に供給する。

直流母線電流検出器４は、インバータ２に流入する直流母線電流Ｉ ₀を、直流シャント抵抗を用いて検出し、制御装置５に出力する。

直流電圧検出器３１は、インバータ２に印加される直流電圧Ｅ _dを検出し、制御装置５に出力する。 なお、交流電圧と整流器とを用いて直流電圧を供給する構成でも構わない。

制御装置５は、電流再現部６と、ＰＷＭ発生器７と、ｄｑ逆変換器８と、電圧指令演算部９と、速度指令発生部１０と、位置センサレス制御部１１を有している。

電流再現部６は、直流母線電流検出器４により検出された直流母線電流Ｉ ₀ ，直流電圧検出器３１により検出された直流電圧（Ｅ _d ），ＰＷＭ信号情報（５Ｂ），印加電圧指令値（Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ），インバータ推定回転位相θｄｃを用いて、回転（ｄｑ）座標軸上での電動機電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）として再現する。

ＰＷＭ発生器７は、交流印加電圧指令（Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^* ）よりＰＷＭ信号５Ａを発生する。

ｄｑ逆変換器８は、印加電圧指令値（Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ）を基に交流印加電圧指令（Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^* ）へ変換する。

電圧指令演算部９は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）と速度指令値ω１ ^*を用いて電動機１への印加電圧指令値（Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ）を算出する。

速度指令発生部１０は、電圧指令演算部９へ速度指令値ω１ ^*を出力する。

位置センサレス制御部１１は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）と印加電圧指令値（Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ）を用いて、電動機回転位相θｄを推定する。

電流再現部６は、ＡＤ変換部６１，フィルタ処理部６２，電流相判別部６３，電流再現演算部６４を有し、図４に示すように構成される。

ＡＤ変換部６１は、直流母線電流Ｉ ₀と直流電圧Ｅ _dとをＡＤ変換して、それぞれＩ _0-SとＥ _dSとする。

フィルタ処理部６２は、ＡＤ変換された直流母線電流Ｉ _0-Sをフィルタ処理して平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sを出力する。 ここでいう平均とは、フィルタ処理をしたことをいう。 フィルタ処理とは、例えば、１次遅れフィルタ処理や相加平均フィルタ処理などのことである。

電流相判別部６３は、ＡＤ変換された直流母線電流Ｉ _0-SをＰＷＭ信号情報（５Ｂ）を用いて、電動機１のどの相電流かを判別する。

電流再現演算部６４は、相判別された直流母線電流Ｉ _0-SW （Ｗ相だと判別された場合を示しており、添字として−ｗを付している。）と平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sと、ＡＤ変換された直流電圧Ｅ _dSと、ＰＷＭ信号情報（５Ｂ）と、印加電圧指令値（Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ）と、インバータ推定回転位相θｄｃを用いて、回転（ｄｑ）座標軸上での電動機電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）として再現する。

ｄｑ逆変換器８では、電圧指令演算部９の出力である印加電圧指令Ｖｑ ^* ，Ｖｄ ^*に基づき、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^*を演算する。 ｄｑ逆変換器８の演算式は（数１）のようになる。

ＰＷＭ発生器７では、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^*をＰＷＭ信号５Ａに変換する。 インバータ２内のゲート・ドライバ２２は、ＰＷＭ信号５Ａに基づいてスイッチング素子を駆動し、電動機１に対して印加電圧指令Ｖｑ ^* ，Ｖｄ ^*に相当する交流電圧を印加する。 交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^* 、ＰＷＭキャリア波形，ＰＷＭ信号５Ａの関係は図５にて後述する。

なお、本実施例では、基本的な位置・電流センサレスベクトル制御手段５１を用いた構成として説明を行っているが、特に電動機駆動装置の制御方式及び構成には拘らない。 言い換えると、直流母線電流より、電動機相電流を再現し制御に用いる制御手段であれば、本実施例は適用できる。

ここで、本実施例の特徴部分である電流再現部６の詳細動作を、図４及び図５を用いて説明する。

図５はＰＷＭ信号と直流母線電流の関係について示している。

（ａ１）は、概要図であり、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* （実線の台形波），Ｖｖ ^* （点線の台形波），Ｖｗ ^* （一点鎖線の台形波）の一周期分と三角波キャリア信号（山が３つだけ代表して左側に示されている）を示している。

（ａ２）は、（ａ１）における黒三角あたりについての交流印加電圧指令と三角波キャリア信号の関係の拡大図であり、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^*が＋Ｅｄ／２、交流印加電圧指令Ｖｗ ^*が−Ｅｄ／２である。

（ｂ）は、（ａ２）に示した関係から作成されるＰＷＭ信号を表している。

（ｃ）は、その時の電動機相電流を表している。

（ｄ）は、直流母線電流Ｉ _0-S （実線），平均直流母線電流Ｉ _0-FL-S （点線）を表している。 なお、（ｄ）の直流母線電流Ｉ _0-Sの波形には、本実施例の電流検出方法での直流母線電流Ｉ _0-S及び平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sのサンプリング状態を併記している。 本実施例の電流検出方法とは、平均直流母線電流Ｉ _0-FLと１相分の瞬時相電流値Ｉ _0-Sとを同時に利用することである。

まず、図５を用いて過変調ＰＷＭ方式の場合、つまり図１，図２において回転数がＮ１以上の場合のＰＷＭ信号と直流母線電流の関係について説明する。

図５は、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^*の正弦波振幅の最大値が直流電圧の半分の値（Ｅｄ／２）より大きくなった状態（過大な変調状態）の過変調ＰＷＭ制御方式の場合を示している。 この場合、図５（ａ１）に示すとおり、交流印加電圧指令が直流電圧の半分の値（Ｅ _d ／２）で頭打ちにされ（制限されてＥ _d ／２と同じ値になり）、さらに、印加電圧指令が上下限の制限値で互いに重複する区間が発生する。

図５（ａ２）に示すＵ相及びＶ相交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｗ ^*が直流電圧の半分（Ｅ _d ／２）に制限された値で重複する条件において、直流母線電流Ｉ _0-Sは図５（ｄ）に示す通り、連続した瞬時電流波形（ここでは仮に右下がりとしている）になり、三角波キャリア信号の下側にある、電圧最小相のＷ相の瞬時相電流のみが現れる。 言い換えれば、三角波キャリア信号の上側の２相分の瞬時相電流が観測できない状態となる。

なお、平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sが直流母線電流Ｉ _0-Sよりも下にあり、あたかも平均ではないように表されている。 しかし、実際は、表示した区間の範囲外では直流母線電流Ｉ _0-Sの方が下になるような領域もあり、平均として（ｄ）のように表示している。

図５（ａ２）の条件の場合、観測可能な瞬時相電流が一相のみとなるため、二相分の瞬時相電流情報から三相分の電流を再現するような特許文献１の電流検出方法では電流再現が不可能である。

また、図５の過大な過変調状態から電動機の回転数を上昇させるため、弱め界磁制御を用いて無効電流を流す状態では、前述の通り、電力を用いて電流を再現するような特許文献２の方式でも電流再現ができなくなり、電動機の駆動ができなくなる。

ここで、特許文献１，２とは構成の異なる、本実施例の電流再現部６の詳細な動作について図４及び図５を用いて説明する。

ＡＤ変換部６１は、直流母線電流検出器４にて検出された直流母線電流Ｉ ₀をサンプル・ホールドし、サンプル直流母線電流Ｉ _0-Sを出力する（図４）。 同様に、直流電圧検出器３１にて検出された直流電圧Ｅ _dをサンプル・ホールドし、サンプル直流電圧Ｅ _dSを出力する（図４）。

フィルタ処理部６２は、ＡＤ変換部６１でサンプル・ホールドされたサンプル直流母線電流Ｉ _0-Sをフィルタ処理して、サンプル平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sを出力する。

電流相判別部６３は、ＰＷＭ発生器７で作成したＰＷＭ信号情報５Ｂを基に、サンプル直流母線電流Ｉ _0-SをＵＶＷ相のどの電流であるかを判別する。 図４では図５の波形例でＩ ₀からＩ _0-Sをサンプリングし、電流相判別部６３がＷ相電流と判別した場合を示し、該サンプル直流母線電流Ｉ _0-SをサンプルＷ相直流母線電流Ｉ _0-SWと表す。

電流再現演算部６４は、サンプルＷ相直流母線電流Ｉ _0-SWと、サンプル平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sと、サンプル直流電圧Ｅ _dSと関係式（数２），（数３），（数４）を利用して電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。

（数２）は、ＵＶＷ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和が零となるキルヒホッフの関係式を示す。

（数３）は、インバータでの電動機の回転位相の推定値θｄｃを用いて電動機のＵＶＷ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを回転（ｄｑ）座票へ座標変換してｄｑ軸座標での電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを作成する関係式を示す。

（数４）は、インバータ回路損失等を無視した場合の電力に関して、ｄｑ座標上の印加電圧指令Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^*と電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃから導出される電力と、インバータに供給される直流電圧Ｅ _dと平均直流母線電流Ｉ _0-FLから導出される電力が等しいことを示す。

関係式（数２），（数３），（数４）の未知変数は電動機ｕｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖと電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの４つであり、関係式は（数３）をｄ軸，ｑ軸の２本の関係式であることを考慮すると計４本となる。 これより、未知変数が４つ、関係式が４本となるため、電動機ｕｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖと電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを導出することが可能となる。

上記の通り、電流再現演算部６４は、関係式（数２），（数３），（数４）より、電動機電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを（数５）に示す式で演算し、出力する。

同様に、ＰＷＭ信号情報５Ｂを基に電流相判別部６３、及び電流再現演算部６４がサンプル直流母線電流Ｉ _0-SをＶ相電流であると判別した場合、サンプルＶ相直流母線電流Ｉ _0-SVとサンプル平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sとサンプル直流電圧Ｅ _dSを基に（数６）を用いて再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を演算する。

また、サンプル直流母線電流Ｉ _0-SをＵ相電流であると判別した場合、サンプルＵ相直流母線電流Ｉ _0-SUとサンプル平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sとサンプル直流電圧Ｅ _dSを基に（数７）を用いて再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を演算する。

本実施例では電流再現部６は、直流母線電流Ｉ ₀のフィルタ処理をデジタル処理として説明しているが、図６に示すように、フィルタ処理部６２を抵抗とコンデンサを用いたアナログフィルタ回路６２Ａに変更しても良い。

本実施例の電流再現部６を用いれば、平均直流母線電流Ｉ _0-FLと１相分の瞬時相電流値Ｉ _0-Sとを同時に利用することで、過変調ＰＷＭ制御を用いた弱め界磁制御の場合でも電流再現が可能となる。 同時というのは、１相分の瞬時相電流値Ｉ _0-Sをサンプリングしたものと、Ｎ２以上の任意の平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sの値を利用するという程の意味である。 例えば、図５（ｄ）でサンプリングとして２点表されているものである。

上記のように電流再現が可能となり、過変調ＰＷＭ制御を用いた弱め界磁制御が可能となる。 過変調ＰＷＭ制御は、電動機に与える電圧を実質的に大きくすることができる。 つまり、図１でいうＶ ₀から１.２７＊Ｖ ₀とすることができる。 このため、電動機に発生する誘起電圧をその分だけ抑えることが可能になるため、電動機に与える無効電流を低減することが可能である。 従って、図２のように電動機の出力可能トルクを向上させることが可能となる。

次に、電流検出方法の切り替えについて図７，図８及び図９を用いて説明する。

図７は、図４の電流再現部６を、電流検出切り替え部６７を有する電流再現部６Ｃに置き換えたものであり、電流再現部６Ｃの処理の流れを示している。 電流再現部６Ｃは電流検出精度の向上のために、平均直流母線電流Ｉ _0-FLと１相分の瞬時相電流値Ｉ _0-Sとを同時に利用する第１の電流再現手段（図４などで説明した電流検出方法）と、二相分の瞬時相電流情報から三相分の電流を再現するような第２の電流再現手段（公知の電流検出方法）の切り替え処理を行う構成である。

図８，図９を用いて、過変調ＰＷＭ方式でない場合（図１，図２の太線の場合）において、回転数がＮ１以下の場合のＰＷＭ信号と直流母線電流の関係について説明する。

図８は、電動機が低速回転する場合、つまり回転数がＮ１以下の場合のＰＷＭ信号と直流母線電流との関係、及び直流母線電流Ｉ ₀と平均直流母線電流Ｉ _0-FLのサンプリング状態を併記した図である。 （ａ２）以降は、おおよそ（ａ１）に黒三角で示した位置の状態を表している。

図９−Ａ及び、図９−Ｂは図８（ｄ）のサンプリング部分を拡大した波形である。

図９−Ａは、第２の電流再現手段のサンプリング状態を示し、直流母線電流Ｉ ₀をサンプリング１，サンプリング２でサンプリングしている。

図９−Ｂは、第１の電流再現手段のサンプリング状態を示し、直流母線電流Ｉ ₀をサンプリング２でサンプリングし、平均直流母線電流Ｉ _0-FLをサンプリング３でサンプリングしている。

図３から電流再現部６を電流再現部６Ｃに変更した以外は、電動機，インバータ主回路、及び制御部は同一の構成であるので、説明は省略する。

ここで、図７を用いて電流再現部６Ｃの構成を簡単に説明する。

電流再現部６Ｃの第１の電流再現手段であるフィルタ処理部６２，電流相判別部６３，電流再現演算部６４は、これまでの説明と同一の動作をするものである。

電流再現部６Ｃの電流相判別部６５，電流再現演算部６６において第２の電流再現手段を用いて、再現電流Ｉｄｃ２，Ｉｑｃ２を出力する。 詳細については、特許文献１に記載済みであるので、以下、簡単に図８の波形例の場合で説明する。

電流相判別部６５はＰＷＭ信号情報５Ｂを元に、ＡＤ変換部６１にてサンプルされたサンプル直流母線電流Ｉ _0-SをＷ相とＵ相の瞬時相電流であると判別し、サンプルＷ相直流母線電流Ｉ _0-SWとサンプルＵ相直流母線電流Ｉ _0-SUとの２相分の瞬時相電流を出力する。

電流再現演算部６６は、２相分の瞬時相電流を元に、（数２）の相電流の総和の関係よりＶ相電流Ｉ _Vを導出する。 続いて、サンプルＷ相直流母線電流Ｉ _0-SWとサンプルＵ相直流母線電流Ｉ _0-SUと導出されたＶ相電流Ｉ _Vとインバータ推定回転位相θｄｃを元に、（数３）のＵＶＷ相電流を回転（ｄｑ）座標系のｄｑ軸電流へ座標変換する関係を用いて再現電流Ｉｄｃ２，Ｉｑｃ２を出力する。

電流検出切り替え部６７は、平均直流母線電流Ｉ _0-FLを所定の値と大小判別を行い、所定値以上の場合は第１の電流再現手段より演算された再現電流Ｉｄｃ１，Ｉｑｃ１を再現電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃとして出力し、所定値以下の場合は再現電流Ｉｄｃ２，Ｉｑｃ２を再現電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃとして出力する。 言い換えると、平均直流母線電流Ｉ _0-FLが所定値より大きい場合は第１の電流再現手段、所定値より小さい場合は第２の電流再現手段が選択される。

なお、電流検出切り替え部６７は、平均直流母線電流Ｉ _0-FLを所定の値と大小判別し、電流検出方法の切り替えを行っているが、電動機１の回転数を所定の値と大小判別することで電流検出方法の切り替えを行っても良い。 本実施例で言うと、その所定値はＮ１となる。

以上の通り、第一の電流検出方法と第二の電流検出方法を切り替えることで、低速回転域から高速回転域まで高い精度で電動機相電流を再現することが可能となる。

次に、図８を用いて、Ｎ１以下の電動機１が低速で回転する領域について説明する。 なお、低速回転域とは、電圧飽和領域とはならず、交流印加電圧・電流一周期に対してインバータの三角波キャリア数が多い状態となることを意味している。

図８に示すように、電動機１が低速で回転する領域では、高速で回転する領域に比べて、交流印加電圧指令Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^*が小さくなるため、直流母線電流Ｉ ₀の時間幅が小さくなり、平均直流母線電流Ｉ _0-FLは小さくなる。

平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sと１相分の瞬時相電流値Ｉ _0-Sとを同時に利用する第１の電流再現手段（図４などで説明した電流検出方法）では、平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sと直流電圧Ｅ _dSより直流電力を演算するため、低速回転時に平均直流母線電流Ｉ _0-FL-Sが小さくなると電流値をサンプリングする際にノイズの影響を受けやすく、電流再現精度が悪化してしまう。

一方、二相分の瞬時相電流情報から三相分の電流を再現するような第２の電流再現手段（公知の電流検出方法）では、図９に示すように、平均直流母線電流Ｉ _0-FLより大きい直流母線電流Ｉ ₀から２相の瞬時相電流をサンプリングすることが可能なため、低速回転域でも精度を落とすことなく電流再現可能である。

よって、低速回転域では第２の電流再現手段に切り替えて電流再現を行うことで、電流検出精度を落とすことなく電流検出可能である。

以上の通り、電動機１の電動機相電流を低速回転域から高速回転域まで精度良く電流再現するため、電流再現部６を図７に示すように、第１の電流再現手段と第２の電流再現手段を切り替える電流再現部６Ｃの構成へ変更する手法が有効である。

次に、本実施例の電流検出方法を空調機圧縮機用電動機駆動装置に適用した場合について、図１０，図１１を用いて説明する。

図１０を用いて空調機の全体構成を説明する。

空調機１００は、熱交換を行う室外機１０１及び室内機１０２と、室外機１０１及び室内機１０２をつなぐ配管１０３から構成される。

室外と熱交換を行う室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と圧縮機を駆動する圧縮機駆動電動機１０５と、圧縮機駆動電動機１０５を制御する電動機駆動装置１０６と、圧縮冷媒により、室外と熱交換を行う熱交換機１０７から構成される。

室内と熱交換を行う室内機１０２は室内と熱交換を行う熱交換機１０８と、熱交換機１０８の熱を室内に送る送風機１０９から構成される。

ここで、図１１を用いて圧縮機駆動電動機の効率について説明する。

空調機の性能を表す指標として、近年、実使用時に近い状態での評価を行うための指標として、通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）が用いられている。 ＡＰＦ指標では低速回転、低負荷での効率が重視されるため、空調機圧縮機用電動機の設計では、図１１に示す効率がピークとなる回転数Ｎ３を低い回転数になるように電動機の低速設計を行っている。

しかし、低速設計電動機では、図１で示したインバータの供給可能電圧を上回る電圧飽和領域が広くなり、高速回転域において弱め界磁制御により発生する無効電流が多く流れる。 このため、図１１の実線に示すように、高速回転域において圧縮機駆動電動機では大幅な効率低下が発生する。

本実施例１の電流検出方法を空調機に適用すると、過変調ＰＷＭ制御で指令電圧が重複する状態になる場合でも電動機の電流再現が可能となる。 言い換えると、交流印加電圧指令が方形波状になるまで（図１でいうと、Ｎ２になるまで、１.２７＊Ｖ０になるまで）インバータ供給可能電圧を増加することができ、電動機に流れる無効電流を低減することができる。

このようにインバータ供給可能電圧が増加することで、直流電圧Ｅ _dが一定の場合でも、図１にて示した通り、弱め界磁制御時に流れる無効電流が低減できる。 このため、電流による損失が低減され、図１１の一点破線に示すように、効率がピークとなる回転数Ｎ３より高速回転の領域において、効率の低下を抑制することが可能となる。 また、図２にて示した通り、高速回転域において圧縮機駆動電動機の出力可能トルクが向上し、高出力化が可能となる。

上記の通り、空調機用圧縮機駆動システムにおいて本電流検出方法と過変調ＰＷＭ制御を組み合わせることにより、空調機用圧縮機を高速回転で運転しても高効率にすることが可能である。 従って、冷媒流量を多く流すことができ、空調機の高出力化を可能とすることができる。

実施例１の電流検出方法を用いた電動機駆動装置を洗濯機の攪拌翼駆動に適用した第２の実施例を図１２，図１３を用いて説明する。

まず、図１２を用いて、洗濯機の全体構成を説明する。

洗濯機２００は、洗濯槽を攪拌する攪拌翼２０３と、攪拌翼を駆動する攪拌翼駆動電動機２０２と、攪拌翼駆動電動機２０２を制御する電動機駆動装置２０１と、衣類を洗濯する洗濯内槽２０４と洗濯外槽２０５から構成される。

ここで、攪拌翼駆動電動機の動作点を示す電動機回転数とトルク特性の概略図を示している図１３を用いて、攪拌翼駆動電動機２０２の動作点について説明する。

攪拌翼駆動電動機２０２は、洗濯時には低速回転・高トルクの動作点である動作点Ａで動作し、脱水時には高速回転・低トルクの動作点Ｂで、弱め界磁制御を適用して動作を行っている。 今後更なる、洗濯機の大容量化や脱水時間の短縮を行うためには、上記動作点Ｂから動作点Ｃや動作点Ｄでの駆動が必要である。

しかし、攪拌翼駆動電動機２０２は動作点Ａでの低速回転・高トルク駆動、及び高効率駆動のため、永久磁石電動機を用い磁石磁束の強化などを行っており、前述したとおり、高速回転時に電圧飽和領域の増大による出力可能トルクの低下が起こるため、動作点Ｃ及び動作点Ｄで駆動することができない。

そこで、本実施例の電流検出方法を洗濯機に適用すると、過変調ＰＷＭ制御で指令電圧が重複する状態になる場合でも電動機の電流再現が可能となる。 言い換えると、交流印加電圧指令が方形波状になるまでインバータ供給可能電圧を向上することが可能となる。

このようにインバータ供給可能電圧を向上することで、図２に示したとおり、弱め界磁運転中の出力可能トルクが向上するため、攪拌翼駆動電動機２０２は図１３の点線に示す範囲まで駆動可能となり、動作点Ｃ及び動作点Ｄで駆動することが可能となる。

攪拌翼駆動電動機２０２が動作点Ｂと同一の回転数でより大きなトルクを出力する動作点Ｃで駆動できるようになるため、洗濯機の大容量化が可能となる。 また、動作点Ｂと同一のトルクで動作点Ｄまで高速駆動できるようになるため、脱水時間の短縮を図ることが可能となる。

上記の通り、本実施例の電流検出手法を適用することにより、攪拌翼駆動モータの電流センサをなくすことができるため、洗濯機の小型・低コスト化を行うことが可能となる。 また、本電流検出方法と過変調ＰＷＭ制御を組み合わせることにより、攪拌翼駆動モータを高速回転で制御することが可能となり、洗濯機の脱水時間の短縮を行うことが可能となる。 また、攪拌翼駆動モータを高トルクで制御することが可能となり、洗濯機の大容量化が可能となる。

１ 電動機２ インバータ３ 直流電源４ 直流母線電流検出器５ 制御装置５Ａ ＰＷＭ信号５Ｂ ＰＷＭ信号情報６ 電流再現部７ ＰＷＭ発生器８ ｄｑ逆変換器９ 電圧指令演算部１０ 速度指令発生部１１ 位置センサレス制御部２１ インバータ主回路２２ ゲート・ドライバ３１ 直流電圧検出器５１ 基本的な位置・電流センサレス制御でのベクトル制御手段６１ ＡＤ変換機６２ フィルタ処理部６２Ａ アナログフィルタ回路部６３，６５ 電流相判別部６４，６６ 電流再現演算部６７ 電流検出切り替え部１００ 空調機１０１ 室外機１０２ 室内機１０３ 配管１０４ 圧縮機１０５ 圧縮機駆動電動機１０６ 電動機駆動装置
１０７ 室外機熱交換機１０８ 室内機熱交換機１０９ 送風機２００ 洗濯機２０１ 電動機駆動装置２０２ 攪拌翼駆動電動機２０３ 攪拌翼２０４ 洗濯内槽２０５ 洗濯外槽Ｅ _d直流電圧Ｉ ₀直流母線電流Ｉ _0-FL平均直流母線電流Ｅ _dSサンプル直流電圧Ｉ _0-Sサンプル直流母線電流Ｉ _0-FL-Sサンプル平均直流母線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ Ｕ相電流，Ｖ相電流，Ｗ相電流Ｖｕ ^* ，Ｖｖ ^* ，Ｖｗ ^* Ｕ相交流印加電圧指令，Ｖ相交流印加電圧指令，Ｗ相交流印加電圧指令Ｖｄ ^* ，Ｖｑ ^* ｄ軸印加電圧指令，ｑ軸印加電圧指令Ｖ ₀正弦波ＰＷＭ制御でのインバータ出力可能電圧最大値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ ｄ軸再現電流，ｑ軸再現電流Ｉｄ，Ｉｑ 実際の電動機電流ω１ ^*速度指令（電気角）
ωｃｄ，ωｃｑ ｄ軸電流制御応答角周波数［rad／ｓ］，ｑ軸電流制御応答角周波数［rad／ｓ］
ω１ インバータ推定回転速度θｄ 電動機回転位相θｄｃ インバータ推定回転位相Δθｄｃ 推定磁極位相誤差Ｒ ^*電動機抵抗設定値Ｌｄ ^*電動機ｄ軸インダクタンス設定値Ｌｑ ^*電動機ｑ軸インダクタンス設定値Ｋｅ ^*電動機誘起電圧設定値η 電動機効率