[0001] 本
申请是原案的分案申请，原案的申请号201510308682.7，申请日2015年6月5日，
发明创造名称“前导符号信号长度的选取方法”。
技术领域
[0002] 本发明涉及广播通信系统中物理
帧的前导符号，更具体地说，涉及适用于多重
采样频率下的前导符号的时域结构的选取方法，尤其是信号长度的选取方法。
背景技术
[0003] 前导符号在广播与通信系统中具有重要作用，是进行系统发现、
定时同步、信道估计及信令传输中不可或缺的部分。因此需要前导符号具有很高的鲁棒性与极低的检测
门限。DVB-T2使用了一种三段结构的时域符号，但由于没有循环前缀，不能适用于相干检测。因此，相关技术领域的人员提出一种具有循环前缀结构的三段式时域结构，能解决上述不足。
[0004] 该种三段结构的时域符号在用于多重
采样频率广播通信系统时，前导符号与系统内其他数据符号的采样率不同。在生成前导符号后，需要先进行采样率转换使前导符号和其他符号的采样率统一，然后再送至
数模转换器输出。
[0005] 然而，由于三段式时域结构设计中未考虑到，因采样率不同而需进行转换处理这一过程，因此，可能会导致采样率转换后的采样点个数非整数，从而需要对采样点数进行取整运算，一旦取整运算，那么则会引发信号失真的问题。
发明内容
[0006] 为了解决上述问题，本发明提供了一种前导符号中信号长度的选取方法，目的在于使经设计得到的具体时域结构即时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀在进行采样率转换时避免上述失真问题，使其适合利用在多重采样频率广播通信系统中。
[0007] 本发明提供了一种前导符号信号长度的选取方法，用于前导符号具有的采样频率和相应数据符号具有的采样频率不同的多采样率系统，其特征在于，包括：前导符号中与时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀该三部分相对应的信号的未进行采样频率变换时的长度基于多采样率系统内所有不同的采样频率进行选取。
[0008] 进一步地，其中，对未进行采样率变换前三部分相对应的信号的长度进行选取时，包括以下步骤：根据多采样率系统内所有不同的采样频率，使得预设的
基础频率基于以下条件得确定：所有不同的采样频率能够均由与同一个基础频率乘以相应的若干个整数倍数得到；从若干个整数倍数中选取出与前导符号的采样频率相对应的整数倍数，作为基准倍数；以及将未进行采样率变换的前导符号中与时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀该三部分相对应的信号的长度均设计为该基准倍数的整数倍。
[0009] 进一步地，其中，与同一预定基础频率相乘的全部若干个整数倍数之间最大公约数为大于等于1的正整数。
[0010] 进一步地，其中，时域主体信号的长度选为数值2的整数次幂。
[0011] 进一步地，其中，后缀或超前缀的长度小于等于前缀的长度。
[0012] 进一步地，其中，前导符号包含：基于具有经过选取长度的信号所分别形成的时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀，以实现需将前导符号的采样频率变换为与数据符号的采样频率时，使得采样率变换后的前导符号中时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀的信号长度均为整数。
[0013] 进一步地，其中，时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀的长度分别对应取值为2048点、496点以及528点。
[0014] 进一步地，其中，前导符号包含至少一个三段结构时域符号，该三段结构时域符号包含作为时域主体信号的第一部分信号、基于部分时域主体信号生成作为第一部分信号的后缀或超前缀的第二部分信号、及基于部分时域主体信号生成作为第一部分信号的前缀的第三部分信号。
[0015] 进一步地，其中，通过以下方法将具有第一采样率的前导符号处理为第二采样率的等效信号，与具有第二采样率的数据符号实现时域上的拼接：时域重采样法：前导符号的采样信号进行重采样；或频域直接变换法：将具有第一采样率的频域主体信号的两侧填零后再作IFFT得到具有第二采样率的需采样的时域主体信号；然后按原有前缀、后缀或超前缀的选取规则分别从需采样的时域主体信号内选取特定长度的采样点，经过适当的
相移后与该时域主体信号拼接形成前导符号，特定长度为：原有前缀、后缀或超前缀的长度除以第一采样率，再乘以第二采样率。
[0016] 进一步地，在时域重采样法中：进行重采样时所使用的内插系数和
抽取系数分别为前导符号的采样频率所对应的整数倍数和数据符号的采样频率对应的整数倍数，使得重采样后得到的
波形个数为整数；在频域直接变换法中：进行填零的零的个数基于时域主体信号的长度乘以预定系数得到，且为正整数，该预定系数由数据符号的采样频率减去前导符号的采样频率所得的差值和前导符号的采样频率之间的比值确定；采样频率变换后的前缀、后缀或超前缀的长度为采样频率变换前的相应长度除以第一采样率，再乘以第二采样率，且采样频率变换前后的长度均为正整数。
[0017] 本发明的作用和效果
[0018] 根据本发明所提供的前导符号中信号长度的选取方法，能够考虑到多采样率系统内所有不同的采样频率，兼顾到前导符号的采样频率和数据符号的采样频率，用于确定前导符号三段结构即时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀的时间长度(即点数)，从而保证所设计得到的时域结构能够在多重采样率的广播通信系统中进行采样率转换时，避免了因为采样点数不整除而造成的信号失真。
附图说明
[0019] 图1是本发明
实施例中前导符号中信号长度的设计
流程图；
[0020] 图2是本发明实施例中第一种前导符号的时域结构图；以及
[0021] 图3是本发明实施例中第二种前导符号的时域结构图。
具体实施方式
[0022]
发明人发现已有技术中,对前导符号的三段式时域结构即、时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀的设计中未考虑到采样率转换后的采样点个数非整数需要对采样点数进行取整运算而引发的信号失真的问题。
[0023] 针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种前导符号信号长度的选取方法，用于前导符号具有的采样频率和相应数据符号具有的采样频率不同的多采样率系统，其特征在于，包括：前导符号中与时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀该三部分相对应的信号的未进行采样频率变换时的长度基于多采样率系统内所有不同的采样频率进行选取。
[0024] 为了使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
[0025] 图2是本发明实施例中第一种前导符号的时域结构图。图3是本发明实施例中第二种前导符号的时域结构图。
[0026] 如图2和图3所示，基于一段时域主体信号(图2和图3中标记为A)，可以分别生成两种普通前导符号，图2显示了具有第一种三段结构的前导符号；图3显示了具有第二种三段结构的前导符号。本发明并非仅包含图2或图3显示的单个三段结构时域符号，前导符号包含至少一个三段结构时域符号，前导符号可包含第一种三段结构、或第二种三段结构或者任意多个第一种三段结构和第二种三段结构不分先后顺序的自由组合。
[0027] 三段结构时域符号包含作为时域主体信号A的第一部分信号、基于部分时域主体信号A生成作为第一部分信号A的后缀或超前缀的第二部分信号B、及基于部分时域主体信号生成作为第一部分信号A的前缀的第三部分信号C。
[0028] 具体地，从A的后部取出一部分作为前缀(该前缀在图2和图3中标识为C)，进行必要的处理并复制到A的前部；同时从A的后部取出一部分作为后缀或者超前缀(图2和图3中标识为B)，可以看出，图2的第一种三段结构的前导符号中B部分作为前缀；图3的第二种三段结构的前导符号中B部分则作为后缀。那么，所设计的具有第一种三段结构的前导符号包含所得到的如图2所示的C-A-B的信号组合，相应的，还可以如图3所示按照B-C-A的顺序进行组合。
[0029] 其中，在对C部分和B部分进行必要的处理时，可以对信号的每个采样乘以一个固定的系数，或每个采样乘以一个不同的系数。
[0030] 将A部分、B部分和C部分的长度分别记为NA,NB和NC，显然NA,NB和NC都为正整数，且NA>NB,NC。
[0031] 由于时域主体信号A部分是一个频域主体经过逆傅里叶变换后的结果，为了降低计算复杂度，通常A的长度选为2的整数次幂，例如：A的长度为512或1024或2048、等等。本实施例中以2048为例展开说明。
[0032] 对于第一种三段结构的前导符号，C部分起到保护间隔的作用，因此需要具有一定的长度以消除多径造成的符号间干扰(ISI)，例如若需要考虑的最大多径为500个采样周期，则此时C部分的长度至少需要为500。又进一步考虑到：在进行延迟自相关接收时，由于需要将C的后半部分与B进行相关计算，因此B的长度应小于等于C，然而其中考虑到可能存在的各类信道因素，B和C的长度相同的话在某种特定多径时会同时失效，应当避免B和C的长度相同，本发明对此点不作限定；同时，B的长度应在允许的范围内取较大的值，以取得良好的延迟自相关性能。
[0033] 因此，综合考虑上述条件，得到的一组时域主体信号、后缀或超前缀以及前缀的长度参数可以是NA＝2048,NC＝500,NB＝499，本实施例按此技术思路进行至此，分析出的
缺陷是，由于仅考虑上述条件，该组参数的选择仍然还是比较盲目随机的，却并未考虑到后期重采样时因不满足整数关系引起失真的不良后果。
[0034] 所以，本实施例进一步采用优选方案，对A、B、C的长度具体选取方法进行以下说明：
[0035] 对于多采样率的系统，系统的一组配置最多只存在两种不同的采样频率，例如(F1，F2)、或者(F1，F3)、或者(F1，F4)，本实施中，以前导符号具有采样频率F1并且数据符号具有采样频率F2为例进行说明，其它情况以此类推。其中前导符号的采样频率为F1，数据符号的频率为F2或F3或F4等，并且F1小于F2或F3或F4。
[0036] 为了将具有第一采样频率(即F1)的前导符号处理为第二采样频率(即F2)的等效信号，与具有第二采样率的所述数据符号实现时域上的拼接，需要对具有第一采样频率的前导符号进行处理，以获得其在第二采样频率下的等效信号。具体方法有两种：时域重采样或频域直接变换法。
[0037] 【时域重采样法】
[0038] 时域重采样法用于将前导符号的采样信号进行重采样。进行重采样时所使用的内插系数和抽取系数分别为前导符号的采样频率所对应的整数倍数M1和数据符号的采样频率对应的整数倍数M2，使得重采样后得到的波形个数为整数。
[0039] 该时域重采样法中：进行重采样时所使用的内插系数和抽取系数分别为所述前导符号的采样频率所对应的所述整数倍数和所述数据符号的采样频率对应的所述整数倍数，使得重采样后得到的波形个数为整数。具体地来说，时域重采样法对于生成的前导符号采样信号，通过重采样器进行重采样，从而得到新的采样信号。若重采样前的波形个数为N1，则采样后的波形个数N2＝N1*M2/M1必须为整数，才能保证重采样前后没有信号丢失，从而保证总时长相等、信号不失真，该M2为抽取系数，该M1为内插系数。
[0040] 时域重采样法可以对于A、B和C部分分别进行然后再连接，也可以对CAB或BCA结构的整个前导符号一同进行，还可以对于由多个CAB和/或BCA结构连接得到的多个前导符号一同进行。
[0041] 【频域直接变换法】
[0042] 总的来说，频域直接变换法能够将前导符号频域主体信号直接变为所需采样率的时域主体信号。也就是，将变换前的频域主体信号的两侧填零后再作IFFT得到需采样的所述时域主体信号；然后按原有前缀、后缀或超前缀的选取规则分别从需采样的所述时域主体信号内选取特定长度的采样点，经过适当的相移后与该时域主体信号拼接形成所述前导符号，所述特定长度为：原有前缀、后缀或超前缀的长度除以第一采样频率，再乘以第二采样频率。
[0043] 将变换前的频域主体信号记为X1，频域主体信号X1与采样频率变换前时域主体信号A1具有FFT对应关系，然后在X1的两侧加上相同数目的零得到填零后频域主体信号X2，其中零的总个数为N_z＝N_A*(F2-F1)/F1；然后再对X2作IFFT得到采样率变换后时域主体信号A2；然后按原有前缀、后缀或超前缀的选取规则分别从A2内选择特定长度的采样点，经过适当的相移后与A2拼接形成新的前导符号。但这一过程中，该特定长度的确定方法为：采样率变换后的B、C部分的长度N_B2、N_C2为采样率变换前的B、C部分的长度N_B1、N_B2分别除以第一采样频率再乘以第二采样频率。
[0044] 为保证设计得到的时域结构方案能够适用上述两种采样率变换方法，应当满足：时域重采样时采样后的波形个数N2满足条件：N2＝N1*F2/F1且N2为正整数；频域直接变换时，进行填零的零的个数基于时域主体信号的长度乘以预定系数得到，且为正整数，该预定系数由数据符号的采样频率减去前导符号的采样频率所得的差值和前导符号的采样频率之间的比值确定，即零的个数N_z＝N_A*(F2-F1)/F1为正整数，并且，采样率变换后和采样率变换前的后缀或超前缀的长度、前缀的长度之间的比值分别由数据符号的采样频率和前导符号的采样频率确定，且采样率变换前后的长度均为正整数，即采样后B、C部分的长度N_B2＝N_B1*F2/F1，N_C2＝N_C2*F2/F1均为正整数。
[0045] 因此，针对未进行采样频率变换前所述三部分相对应的信号的长度进行设计选取时，方法如下：
[0046] 首先将系统内所有可能出现的不同采样频率(记为F1、F2、F3、等等)写为某个基础频率F0的倍数：
[0047] F1＝F0*M1，
[0048] F2＝F0*M2，
[0049] F3＝F0*M3，
[0050] 其中，M1、M2、M3为上述所述基础频率的倍数。需要保证M1、M2、M3等全部倍数的最大公约数为1，本发明中，最大公约数可以为大于等于1的正整数。
[0051] 将M1作为基准倍数；并将具有第一采样频率的A、B和C三部分的长度均确定为基准倍数的整数倍。
[0052] 例如，若在某个多采样率系统中，前导符号的采样率为6.144MHz，其他符号的采样率为：6.912MHz,8.064MHz,9.216MHz，即：
[0053] F1＝6.144,
[0054] F2＝6.912,
[0055] F3＝8.064
[0056] F4＝9.216
[0057] 可确定基础频率为0.384MHz，各采样率可写为：
[0058] F1＝F0*N1,N1＝16
[0059] F2＝F0*N2,N2＝18
[0060] F3＝F0*N3,N3＝21
[0061] F4＝F0*N4,N4＝24
[0062] 易见N1、N2、N3、N4的最大公约数为1，满足上述要求。
[0063] 前文所述例子中NA＝2048,NB＝500,NC＝499显然不符合上述要求A、B、C三部分的长度均为基准倍数N1的整数倍这一关系，无论使用哪种采样率变换方法均会引入信号失真。使用上文所述方法重新设计得到的参数如下：
[0064] NA＝2048为N1＝16的整数倍，满足要求；
[0065] NC需要是N1的整数倍，且不小于500，可得NC的可选值是：512、528、540、以此类推。
[0066] NB需要是N1的整数倍，接近但小于NC，可见NB的可选值可以是：512、496、480、以此类推。
[0067] 从上述可选项中，可得到一组NA、NB、NC的取值为(2048、496、528)，满足各项要求，此取值也考虑到在进行延迟自相关接收时，由于需要将C的后半部分与B进行相关计算因而B的长度应小于等于C。
[0068] 使用这种方法得到的前导符号能够保证无论使用时域重采样法还是频域直接变换法，都能够得到整数个采样点，不会引起信号失真。
[0069] 本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和
修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。
