技术领域
[0001] 本
发明涉及OFDM无线系统的IQ不平衡估计和补偿，尤其涉及针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，并涉及采用了该针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法的装置。
背景技术
[0002] IEEE802.11标准的WLAN使用直接变频发射/接收机，直接变频发射/接收机不经过中频，直接将
信号从基带变频到射频/射频变频到基带。理想直接变频发射/接收机在变频I路和Q路信号具有完全
正交同幅度的性质。但实际上，由于器件的原因，直接变频发射/接收机难以达到理想状态，会产生I、Q路幅度和相位的偏差，从而引起解调性能恶化，即所谓的IQ不平衡问题。要使直接变频发射/接收机得到应用，就必须对其进行补偿，消除IQ不平衡对系统的影响。
发明内容
[0003] 本发明所要解决的技术问题是需要提供一种针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，达到准确估计出IQ不平衡误差和进行正确的IQ不平衡补偿，并提高接收端的解调性能的目的，且涉及采用了该针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法的装置。
[0004] 对此，本发明提供一种针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，包括以下步骤：
[0005] 步骤S1，对接收信号进行同步检测得到
帧起始
位置；
[0006] 步骤S2，根据接收信号的时域相位和本地信号的时域相位估计接收信号的初始相位，然后对接收信号进行初始相位补偿；
[0007] 步骤S3，对补偿初始相位后的接收信号进行IQ不平衡估计和补偿。
[0008] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S2中，包括以下子步骤：
[0009] 步骤S201，对接收信号完成同步检测后，
定位到接收信号的长训序列，然后用接收信号长训序列的时域信号相位与本地信号长训序列的时域信号相位按逐个
采样点进行差值运算，最后求取这些
相位差值的平均值作为接收信号的初始相位；
[0010] 步骤S202，估计到接收信号的初始相位后，对接收信号的长训序列进行初始相位补偿。
[0011] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中包括以下子步骤：
[0012] 步骤S301，利用补偿初始相位后的接收信号的
能量特征或时域特性进行IQ不平衡估计；
[0013] 步骤S302，在IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。
[0014] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S201中，通过公式Ψx(t)_LTS)求取所述接收信号的初始相位 其中，NLTS表示长训序列的时域采样点数，Ψx(t)_LTS表示本地信号长训序列的时域信号采样时刻t的相位， 表示接收信号长训序列的时域信号采样时刻t的相位。
[0015] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S202中，估计到接收信号的初始相位 后，通过公式 对接收信号的长训序列 进行补偿。
[0016] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S301中，IQ不平衡估计包括对IQ幅度不平衡估计和对IQ相位不平衡估计，其中，若利用补偿初始相位后的接收信号 的能量特征进行IQ不平衡估计，则通过公式 估计接收信号的IQ幅度不平衡，其中，E(·)为求和， 为接收信号长训序列
的I路能量， 为接收信号长训序列的Q路能量；通过公式
估计接收信号的IQ相位不平衡，其中arcsin为求
反正弦， 为接收信号长训序列的I路和Q路乘积之和。
[0017] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S301中，若利用补偿初始相位后的接收信号的时域特征进行IQ不平衡估计，则先求IQ不平衡相关表达式，公式为其中，x(t)_LTS为本
地信号长训序列采样时刻t的复信号，x*(t)_LTS为本地信号长训序列采样时刻t的复信号共轭， 为接收信号长训序列采样时刻t的复信号；然后根据IQ不平衡相关表达式μr 和 vr 估 计I Q幅 度 不平 衡αr 和 IQ 相 位不 平 衡θr ，公 式为
其中，η＝-μr/vr*，Gain＝(-b±sqrt
(b2-4))/2， vr*为的vr共轭，real(η)为η的
实部，imag(η)为η的虚
部，arctan为求反正切。
[0018] 本 发 明 的 进 一 步 改 进 在 于 ，所 述 步 骤 S 3 0 2 中 ，通 过 公 式对接收信号 进行IQ不平衡补偿，其中，μr′和vr′分别为IQ幅
度不平衡αr和相位不平衡θr按公式构成的复数。
[0019] 本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，采用接收信号的短训序列与本地信号的短训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号短训序列的起始点，进而推导出接收信号帧的起始位置，这个过程为粗同步过程；根据粗同步过程得到的帧起始位置，获取接收信号长训序列大概位置，然后通过本地信号长训序列与接收信号长训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号的长训序列的起始点，进而修正接收信号帧的起始位置，这个过程为精同步过程。
[0020] 本发明还提供一种针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿装置，采用了如上所述的针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，并包括：
[0021] 同步模
块，利用接收信号和本地信号的短训序列和长训序列的信号自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置；
[0022] 初始相位估计和补偿模块，利用长训序列时域特性，通过本地信号长训序列和接收信号长训序列的相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号长训序列上；
[0023] IQ不平衡估计和补偿模块，利用补偿初始相位后的长训序列的能量特性或时域特性，估计接收信号的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并对整个接收信号进行IQ不平衡补偿；
[0024] 信道估计和解析模块，对完成IQ不平衡补偿后的接收信号，使用长训序列做信道估计，对接收数据域进行均衡运算和解析。
[0025] 与
现有技术相比，本发明的有益效果在于：选择长训序列进行初始相位估计和IQ不平衡估计，实现了接收信号初始相位的估计和补偿方法，补偿初始相位后的长训序列，具有IQ两路信号能量相等、相位正交的能量特性，且初始相位补偿后的接收信号在每个时域采样点具有相同的IQ不平衡时域特性。利用其能量特性或时域特性，实现IQ不平衡估计，在估计IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。本发明针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿非常准确，能够有效提高接收端的解调性能。综上，本发明消除了接收机
本振时间误差和
信号传输时间带来的初始相位偏移的影响，提高了IQ不平衡估计的准确度，在补偿IQ不平衡量之后，最终提升了接收信号的性能。
附图说明
[0026] 图1是本发明一种
实施例的工作流程示意图。
具体实施方式
[0027] 下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。
[0028] 首先，对一些术语进行解释，WLAN为Wireless Local Area Network线局域网，OFDM为Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交频分复用，STS为short training symbol短训练序列符号，简称短训序列符号；LTS为long training symbol长训练序列符号，简称长训序列符号；BPSK为Binary Phase Shift Keying二
相移键控符号调制，QPSK为Quaternary Phase Shift Keying四相移键控符号调制。
[0029] 本例考虑理想的WLAN模型，假设基带复信号为x(t)＝xI(t)+i*xQ(t)，直接变频发射机I、Q路本振信号为aI(t)＝cos(wct),aQ(t)＝sin(wct)，其中t为时间，i为复数
虚部，wc为射频使用的载频
频率的
角频率。
[0030] 则发射
射频信号为其中x*(t)是x(t)的共轭，
[0031] 从发射端到接收端的信道响应记为h(t)，信道噪声为高斯噪声n(t)，则直接变频接收机接收到的射频信号可表示为其中t为时间， 表示卷积运算。
[0032] 直接变频接收机I路和Q路本振信号为bI(t)＝cos(wct),bQ(t)＝-sin(wct)。假设直接变频接收机将射频信号变换为复基带信号的表示为y(t)＝yI(t)+i*yQ(t)，那么有其中，LPF为过低通
滤波器，将含 高频部分通过滤波器消除掉。同理可推导yQ(t)＝i*LPF{bQ(t)rRF(t)}＝i*xQ(t)。
[0033] 在理想信道h(t)＝1和忽略噪声的情况下，接收端基带信号和发射端基带信号的关系如下 通过该公式说明通过本振为aI(t)＝cos(wct),aQ(t)＝sin(wct)的发射机和本振为bI(t)＝cos(wct),bQ(t)＝-sin(wct)的接收机，接收到的基带信号可以看作是发射的基带信号。
[0034] 但在实际情况中，由于直接变频接收机的本振不理想，在变频后会导致I路和Q路信号产生幅度和相位的不平衡，即两路幅度不相同、相位相差不是90。则直接变频接收机I路和Q路本振信号bI(t)＝cos(wct),bQ(t)＝-sin(wct)变为bI(t)＝(1+αr)cos(wct-θr/2)，bQ(t)＝-(1-αr)sin(wct+θr/2)，其中αr表示接收机IQ幅度不平衡量，单位为dB。 和 分别是接收机I路和Q路幅度增益。θr表示接收
机IQ相位不平衡量，是接收机I路和Q路的相位差与理想的90度的偏差。
[0035] 此时公式 变为其中
μr、vr是由IQ幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr组成的相关表达
式。
[0036] 这时候接收信号 包含发射信号的共轭量x*(t)，即受到共轭量的干扰，导致接收性能受到影响。当αr＝0，θr＝0时，有μr＝1，vr＝0，这恰好是理想I路和Q路的接收方式。
[0037] IEEE 802.11a/p/g/n/ac标准在频域进行编码，按0.4us的Symbol时长，通过IDFT变换为时域信号进行传输。对BPSK、QPSK调制方式来说，发射端基带信号x(t)的I路和Q路具有能量相等，均值为零，且彼此正交的关系，即 E(xI(t))＝E(xQ(t))＝0，E(xI(t)*xQ(t))＝0。其中xI(t)是x(t)的实部，xQ(t)是x(t)的虚部，E(·)为求和。
[0038] IEEE 802.11 a/p/g/n/ac的长训序列LTS调制方式为BPSK，根据式则接收信号y(t)的长训序列LTS有 E(yI(t))＝E
(yI(t))＝0,E(yI(t)*yQ(t))＝0。若接收机IQ幅度不平衡为αr，IQ相位不平衡为θr，则受IQ不平衡影响后的接收模型为 的I路为
的Q路为
这时候有
也就是说，对接收信号 长
训序列的I路和Q路信号代入 和 则能够求得IQ
幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr。
[0039] 另一种情况，由于IQ不平衡是接收机带来的，对时域每个采样点的影响是一样的。如前文所述，若接收机IQ幅度不平衡为αr，IQ相位不平衡为θr，则受IQ不平衡影响后的接收模型为 当知道两个相邻的发射训练序列及对应的接收训练序列，
可以通过解方程组的方式得到参数μr和vr。同样选择长训练序列，设x(t)和x(t+1)为发送的长训序列两个点，对应的接收值为y(t)和y(t+1)，由方程组 和
联立求解可得
其中需要保证公式中分母不为0，长训序列
的时域信号恰好能满足分母不为0的条件。另外为了保证
稳定性，可以选择多个数据点。当求出IQ不平衡组合成的相关表达式μr和vr，则能够求得IQ幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr。
[0040] 补偿IQ不平衡方式为，根据求得的IQ幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr，组合IQ不平衡表达式 对IQ不平衡接收模型 进行IQ不平衡补偿，补偿因子为 则补偿后为
即进行IQ不平衡补偿后 消除了共轭量x*
(t)的干扰。
[0041] 在实际应用的设备中，上述给出的两种方法估计IQ不平衡并进行补偿后的效果并不好。这是因为发射机和接收机经过本振时间不一致，加上信号传输也需要一段时间，这就导致了公式 不是严格成立的。
[0042] 假设发射x(t)传输的起始时间为t＝τ0，使用的载频频率为f，接收信号y(t)接收到发射信号的起始时间为t＝τ1，根据
电磁波的传输性质，则y(t)与x(t)会有一个初始相位的偏移，收发端基带信号关系重新表示如下：y(t)＝ei*Ψ*x(t)，其中为对x下取整。初始相位Ψ相当于整个接收信号相对发射信号进行
了角度Ψ的旋转。
[0043] 对正常接收流程来说，初始相位Ψ可以通过信道估计和均衡两个步骤抵消掉，因此不影响接收，一般是不做考虑的。
[0044] 当y(t)受初始相位和IQ不平衡的影响时，初始相位对IQ不平衡估计是有影响的。当初始相位Ψ时，y(t)的I路和Q路表达式如下yI(t)＝cos(Ψ)xI(t)-sin(Ψ)xQ(t),yQ(t)＝sin(Ψ)xI(t)+cos(Ψ)xQ(t)，那么由式E(xI(t)xQ(t))＝0， E(xI
(t))＝E(xI(t))＝0和y(t)＝ei*Ψ*x(t)，得不到式E(yI(t)yQ(t))＝0，
E(yI(t))＝E(yI(t))＝0成立的条件，那么式 和
同样不成立，因此IQ不平衡估计存在误差。
[0045] 同样的，接收信号不再具备式 的特性，具体形式变为那么联立
和 因为多了不确定的
未知量Ψ，因此估计IQ不平衡估计存在误差。
[0046] 因此，本例对接收信号先进行初始相位估计，然后对接收信号进行初始相位补偿，补偿初始相位后的接收数据满足式 从而给出的IQ不平衡方法能够正确估计出IQ不平衡，再进行相应的IQ不平衡补偿，提升接收性能。
[0047] 也就是说，本例其实是在IEEE802.11基于OFDM通信的系统中，针对直变频接收机IQ路不平衡问题，考虑初始相位对传统IQ不平衡估计的不利影响，提出一种补偿初始相位偏移后，再进行IQ不平衡估计的方法，然后进行IQ不平衡补偿，达到提升接收性能的目的。
[0048] 本例以IEEE 802.11a系统接收实例场景为例。发射机、接收机本
地震荡器时间差和信号传输需要时间引起信号有相位Ψ的旋转，也就是所谓的初始相位。接收信号时域信道响应为h(t)，噪声为高斯白噪声n(t)，接收机IQ幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr，组合IQ不平衡表达式 IQ不平衡接收模型 形式重新表示如下
[0049] 如图1所示，本例提供一种针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，包括以下步骤：
[0050] 步骤S1，对接收信号进行同步检测得到帧起始位置；
[0051] 步骤S2，根据接收信号的时域相位和本地信号的时域相位估计接收信号的初始相位，然后对接收信号进行初始相位补偿；
[0052] 步骤S3，对补偿初始相位后的接收信号进行IQ不平衡估计和补偿。
[0053] 简而言之，所述步骤S1为了实现对接收信号进行同步检测，所述步骤S2为了实现对初始相位的估计和补偿，所述步骤S3为了实现IQ不平衡估计和补偿，如图1所示。
[0054] 其中，本例所述步骤S1中，采用接收信号的短训序列与本地信号短训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号短训序列的起始点，进而推导出接收信号帧的起始位置，这个过程为粗同步过程；根据粗同步过程得到的帧起始位置，获取接收信号长训序列大概，然后通过本地信号长训序列与接收信号长训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号的长训序列的起始点，进而修正信号帧的起始位置，这个过程为精同步过程。
[0055] 具体的，所述步骤S1的同步检测中，根据接收信号IQ两路数据，经过一定窗口的相关检测后，得到帧起始位置。本发明粗同步过程采用接收信号短训序列与本地信号短训序列进行滑动相关运算，判断其相似程度，具体操作是对IQ路分别交叉相关，并取相关后的平方累加值。所使用的公式如下，Cτ＝CI,I_ideal+
CI,Q_ideal+CQ,I_ideal+CQ,Q_ideal和PointSTS＝Max(Cτ)，其中 表示接收信号以时间τ为起始的实部， 表示接收信号以时间τ为起始的虚部，xI(t)_STS表示本地信号短训序列STS信号实部，xQ(t)_STS表示本地信号短训序列STS信号虚部，∑(·)表示累加，Max(·)表示求最大值，PointSTS表示接收信号上短训序列STS的起始位置。
[0056] 短训序列STS的同步有10个峰值，根据峰值获得接收信号短训序列STS起始点，然后推导出接收信号帧起始位置，实现粗同步过程。再定位到接收信号长训序列的位置，使用接收长训序列和本地长训序列，重复粗同步过程实现精同步，根据长训序列相关运算后的两个峰值，也能够判定出接收信号帧的起始点。最终接收信号帧起始点以精同步过程得到的结果为准。
[0057] 当然，本例所述对接收信号进行同步检测是为了得到帧起始位置，本例列举了一种优选的方法，在实际应用中，并不局限于这一种同步检测方法，只要得到帧起始位置即可。
[0058] 本例所述步骤S2中，包括以下子步骤：
[0059] 步骤S201，对接收信号完成同步检测后，定位到接收信号的长训序列，然后用接收信号的长训序列的时域相位与本地信号的长训序列的时域相位按逐个采样点进行差值运算，最后求取这些相位差值的平均值作为接收信号的初始相位；
[0060] 步骤S202，估计到接收信号的初始相位后，对接收信号的长训序列进行初始相位补偿。
[0061] 本例所述步骤S201中，根据接收信号的时域相位和本地信号时域相位来估计初始相位。本例对接收信号完成同步检测后，定位到接收信号的长训序列LTS，然后用接收长训序列LTS的时域相位与本地已知长训序列LTS的时域相位按时间逐点进行差值，最后求这些相位差值的平均。
[0062] 在步骤S201中，通过公式 求取所述接收信号的初始相位 其中，NLTS表示长训序列的时域采样点数，Ψx(t)_LTS表示本地长训序列的时域信号采样时刻t的相位， 表示接收信号中长训序列的时域信号采样时刻t的相位。
[0063] 所述步骤S202中，估计到接收信号的初始相位 后，通过公式对接收信号的长训序列 进行补偿。
[0064] 本例所述步骤S3中包括以下子步骤：
[0065] 步骤S301利用补偿后的接收信号的能量特征或时域特性进行IQ不平衡估计；
[0066] 步骤S302，在IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。
[0067] 本例所述步骤S301中，IQ不平衡估计包括对IQ幅度不平衡估计和对IQ相位不平衡估计，其中，若利用补偿后的接收信号 的能量特征进行IQ不平衡估计，则通过公式 估计接收信号的IQ幅度不平衡，其中，E(·)为求和， 为接收信号长训序列的I路能量，
为接收信号长训序列的Q路能量；通过公式 估计接
收信号的IQ相位不平衡，其中arcsin为求反正弦， 为接收信号
长训序列的I路和Q路乘积之和。
[0068] 另外的，本例还可以对补偿后的接收信号时域特性估计IQ不平衡相关表达式；因此，本例所述步骤S301中，若利用补偿初始相位后的接收信号 的时域特征进行IQ不平衡估计，则先求IQ不平衡相关表达式，公式为其中，x(t)_LTS为本地长训序列采样时刻t的复
信号，x*(t)_LTS为本地长训序列采样时刻t的复信号共轭， 为接收信号长训序列采样时刻t的复信号。然后根据IQ不平衡相关表达式μr和vr估计IQ幅度不平衡αr和IQ相位不平衡θr，公式为 其中，η＝-
μr/vr*，Gain＝(-b±sqrt(b2-4))/2， vr*为的vr共轭，real(η)为η的
实部，imag(η)为η的虚部，arctan为求反正切。
[0069] 本例所述步骤S302中，通过公式 对接收信号 进行IQ不平衡补偿，其中，
μr′和vr′为IQ幅度不平衡αr和相位不平衡θr按公式构成的复数，为IQ幅度不平衡αr和相位不平衡θr按公式构成的复数。
[0070] 在步骤S3实现IQ不平衡估计和补偿后，将补偿后的接收数据 送入接收模块处理器，按常规流程进行信道估计和解析数据。
[0071] 因此，本例还提供一种针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿装置，采用了如上所述的针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，并包括：
[0072] 同步模块，通过接收信号和本地信号的短训序列和长训序列的信号自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置；
[0073] 初始相位估计和补偿模块，利用长训序列时域特性，通过本地信号长训序列和接收信号长训序列的相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号长训序列上；
[0074] IQ不平衡估计和补偿模块，利用补偿初始相位后的长训序列的能量特性或时域特性，估计接收信号的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并对整个接收信号进行IQ不平衡补偿；
[0075] 信道估计和解析模块，对完成IQ不平衡补偿后的接收信号，使用长训序列做信道估计，对接收数据域进行均衡运算和解析。
[0076] 本例所述同步模块用于实现步骤S1的对接收信号进行同步检测以得到帧起始位置，同步模块主要利用短训序列和长训序列的自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置。
[0077] 本例所述初始相位估计和补偿模块用于实现步骤S2的初始相位估计和补偿。初始相位估计和补偿模块主要利用长训序列时域特性，通过本地长训序列和接收长训序列的相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号上。
[0078] 本例所述IQ不平衡估计和补偿模块方法一，主要利用长训序列的IQ路能量特性，通过统计接收信号长训序列IQ路上的能量不均衡情况，估计出IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡。然后将估计到的IQ不平衡量补偿到接收信号上。
[0079] 本例所述IQ不平衡估计和补偿模块方法二，主要利用前导里面的长训序列时域特性及IQ不平衡对时域信号影响的特点，通过本地长训序列和接收长训序列两个接收点联立方程，估计IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡。然后将估计到的IQ不平衡量补偿到接收信号上。
[0080] 本例所述信道估计和解析模块用于实现在步骤S3实现IQ不平衡估计和补偿后，将补偿后的接收数据送入接收模块处理器，按常规流程进行信道估计和解析数据。
[0081] 本例选择长训序列进行初始相位估计和IQ不平衡估计，实现了基于接收信号对初始相位的估计和补偿方法，补偿初始相位后的长训序列，具有IQ两路信号能量相等、相位正交的能量特性，且初始相位补偿后的接收信号在每个点具有相同的IQ不平衡时域特性。利用其能量特性或时域特性，实现IQ不平衡估计，在估计IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。本发明基于接收信号的IQ不平衡估计和补偿非常准确，能够有效提高接收端的解调性能。
[0082] 值得一提的是，根据本例提供的OFDM系统的针对初始相位偏移的IQ不平衡估计和补偿方法，所述方法进行信号接收时，在同步模块以及信道估计和解析模块之间，增加一个初始相位估计和补偿模块，再增加一个IQ不平衡估计和补偿模块，能够达到以下有益效果：与现有IQ不平衡估计方法相比，消除了接收机本振时间误差和信号传输时间带来的初始相位偏移的影响，提高了IQ不平衡估计的准确度，在补偿IQ不平衡量之后，最终提升了接收信号的性能。
[0083] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
