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用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的方法和装置

阅读：0发布：2021-02-24

专利汇可以提供用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的方法和装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且对于准静态有限频带通信信道，可以使用跨越不同时间间隔所传送的最少数量的不连续导频进行ISI估计。在一个实例中，在不同时间间隔内接收至少两帧，并且从各帧中承载的导频提取噪声向量。对噪声向量共同地进行频谱估计，从而得到抽头系数集合，然后使用该抽头系数集合对这些帧中的至少一帧进行ISI均衡。因此，通过使用在其它时间间隔内传送的至少一些导频，对一个时间间隔内传送的帧进行ISI均衡。使用不连续导频来进行信道估计可以在下一代通信系统中实现更低的导频密度。，下面是用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的方法和装置专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用于进行符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)估计的方法，其特征在于，所述方法包含：
接收信号的第一帧和第二帧，其中在不同时间间隔内传送所述第一帧和所述第二帧；
从所述第一帧承载的至少一个导频中提取第一噪声向量以及从所述第二帧承载的至少一个导频中提取第二噪声向量；
在缓冲区中储存所述第一噪声向量和所述第二噪声向量；
对至少所述第一噪声向量和所述第二噪声向量进行频谱估计，得到抽头系数的第一集合；以及
根据所述抽头系数的第一集合对所述第二帧进行ISI均衡，去除所述第二帧内的符号中的残余ISI。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一帧承载的所述至少一个导频和所述第二帧承载的所述至少一个导频在时域中是不连续的。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在相干光网络上传送所述信号，并且其中所述残余ISI包括所述相干光网络的电子和光学组件引入的ISI。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述残余ISI包括对所述信号进行色散(chromatic dispersion，CD)补偿后仍残留在所述信号中的ISI。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述残余ISI包括所述相干光网络中的电子滤波器或光学滤波器引入的ISI。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含：
针对具有有限数量信道内存的序列估计器，根据所述抽头系数的第一集合计算所述序列估计器的度量。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含：
接收所述信号内的第三帧，其中所述第三帧在所述第一帧和所述第二帧之后被接收；
以及
根据所述抽头系数的第一集合对所述第三帧进行ISI均衡而无需计算任何附加抽头系数集合。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含：
接收所述信号内的第三帧，其中所述第三帧在所述第一帧和所述第二帧之后被接收；
以及
自计算所述抽头系数的第一集合以后，当接收到少于阈值数的帧时，根据所述抽头系数的第一集合对所述第三帧进行ISI均衡而无需计算任何附加抽头系数集合。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含：
接收所述信号内的第三帧，其中在与所述第一帧和所述第二帧不同的时间间隔内传送所述第三帧；
从所述第三帧中的至少一个导频提取第三噪声向量；
对至少所述第三噪声向量进行频谱估计，得到抽头系数的第二集合；
确定所述抽头系数的第二集合与所述抽头系数的第一集合的差值是否满足一个或多个准则；以及
当所述抽头系数的第二集合与所述抽头系数的第一集合的差值不满足所述一个或多个准则时，根据所述抽头系数的第一集合对所述第三帧进行ISI均衡。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，当所述抽头系数的第二集合和所述抽头系数的第一集合中各自系数之间的平均差值超出阈值时，所述抽头系数的第二集合与所述抽头系数的第一集合的差值满足所述一个或多个准则。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，当所述抽头系数的第二集合和所述抽头系数的第一集合中两个各自系数之间的最大差值超出阈值时，所述抽头系数的第二集合与所述抽头系数的第一集合的差值满足所述一或多个准则。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过全响应均衡器进行所述ISI均衡。
13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过部分响应均衡器进行所述ISI均衡。
14.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包含：
接收所述信号内的第三帧，其中所述第三帧在所述信号内的所述第二帧之后，并且所述第二帧在所述信号内的所述第一帧之后；
从所述第三帧承载的导频提取第三噪声向量；
丢弃所述缓冲区的所述第一噪声向量；
在所述缓冲区中储存所述第三噪声向量；
对至少所述第二噪音向量和所述第三噪音向量进行频谱估计，得到抽头系数的第二集合；以及
根据所述抽头系数的第二集合对所述第三帧进行ISI均衡，去除所述第三帧中符号的残余ISI。
15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号承载恒模相移键控(phase-shift keying，PSK)调制符号。
16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号承载多级正交幅度调制(quadrature amplitude modulated，QAM)符号。
17.如权利要求1所述的方法，其特征在于，储存所述第一噪声向量和所述第二噪声向量的所述缓冲区由片上内存构成，使得无需从片外内存获取数据就得到所述抽头系数的第一集合。
18.一种接收器，其特征在于，包含：
处理器；以及
计算机可读存储介质，其储存由所述处理器执行的编程，所述编程包括用于进行以下操作的指令：
接收信号的第一帧和第二帧，其中在不同时间间隔内传送所述第一帧和所述第二帧；
从所述第一帧承载的至少一个导频中提取第一噪声向量以及从所述第二帧承载的至少一个导频中提取第二噪声向量；
在缓冲区中储存所述第一噪声向量和所述第二噪声向量；
对至少所述第一噪声向量和所述第二噪声向量进行频谱估计，得到抽头系数的第一集合；以及
根据所述抽头系数的第一集合对所述第二帧进行ISI均衡，去除所述第二帧内的符号中的残余ISI。
19.一种用于动态激活或去激活均衡器的方法，其特征在于，所述方法包含：
接收承载至少一起始符号和一尾部符号的信号；
从所述信号承载的至少一个导频提取噪声向量；
对所述噪声向量进行频谱估计，得到至少一个第一抽头系数和一个第二抽头系数，其中所述第一抽头系数对应于所述信号中起始符号的能级，并且所述第二抽头系数对应于由于符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)造成的从所述前符号渗漏到所述后符号的能量量；以及
当所述第二抽头系数与所述第一抽头系数的比率超出第一阈值时，激活ISI均衡器，其中所述ISI均衡器用于在被激活时对所述信号进行ISI均衡。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，进一步包含：
当所述第二抽头系数与所述第一抽头系数的比率未能超出第二阈值时，去激活所述ISI均衡器，其中当所述ISI均衡器被去激活时，解码所述信号而无需ISI均衡。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述第一阈值大于所述第二阈值。
22.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述第一阈值等于所述第二阈值。

说明书全文

用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的方法

和装置

技术领域

[0001] 本发明大体上涉及减少通信系统内的干扰，在具体实施例中，涉及用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的技术和机制，以在后过滤和多符号均衡技术中使用。

背景技术

[0002] 在高速通信系统中，对实施限制和降低收发器能耗的关注与日俱增。因此，能够以最低的可能实施复杂度提供令人满意的性能越来越重要。在相干通信系统中，例如，所述系统的正常运行需要准确估计信道。但是，如果需要经常估计信道或所述信道使用数个导频符号，系统资源就被大量消耗在此类开销任务上。此外，在数个通信系统中，在数个阶段调节接收到的信号。例如，在双极化相干光学系统中，为了减小实施复杂度，在多个阶段进行色散补偿和偏振模色散补偿。电气与电子工程师协会(Institute of Electrical and Electronic Engineers，IEEE)的光波技术期刊，2011年10月，第20号，第29卷的名为“用于PolMux QAM/PSK光学相干系统的分块数字信号处理(Block-Wise Digital Signal Processingfor PolMux QAM/PSK Optical Coherent Systems)”的公开案中描述了适用于相干光学收发器的不同线性均衡技术，该公开案以全部复制的方式并入本文中。在采用高符号传输速率的系统中，传统的线性均衡技术可能无法充分补偿ISI。在传统线性均衡之后残留的ISI残余可在独立完成每个符号的解码时大大降低系统性能。多符号均衡方法可以是高波特率系统的一种替代方案，但是可能需要数个实施优化以被高速和更低能量的设计接受。此外，在存在不可忽略的ISI的情况下，已知线性均衡易受噪声增强的影响。因此，对于将来高数据速率通信系统设计，促进低复杂度的估计此残余ISI的方式、以及由此有限内存的多符号均衡器的使用的系统和方法都很重要。

发明内容

[0003] 本发明实施例总体上实现了技术优点，这些实施例描述了用于使用稀疏不连续的时域导频的低复杂度ISI估计的技术和机制的方法和装置，以在后过滤和多符号均衡技术中使用。

[0004] 根据实施例，提供了一种进行符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)估计的方法。在此实例中，所述方法包括接收信号的第一帧和第二帧。在不同时间间隔内传送所述第一帧和所述第二帧。从所述第一帧承载的至少一个导频中提取第一噪声向量以及从所述第二帧承载的至少一个导频中提取第二噪声向量；在缓冲区中储存所述第一噪声向量和所述第二噪声向量；对至少所述第一噪声向量和所述第二噪声向量进行频谱估计，得到抽头系数的第一集合；以及根据所述抽头系数的第一集合对所述第二帧进行ISI均衡，去除所述第二帧内的符号中的残余ISI。还提供用于执行此方法的装置。

[0005] 根据再一个实施例，提供一种用于动态激活或去激活均衡器的方法。在此实例中，所述方法包括接收承载至少一起始符号和一尾部符号的信号；从所述信号承载的至少一个导频提取噪声向量；以及对所述噪声向量进行频谱估计，得到至少一个第一抽头系数和一个第二抽头系数。所述第一抽头系数对应于所述信号中起始符号的能级。所述第二抽头系数对应于由于符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)从所述起始符号渗漏到所述尾部符号的能量量。所述方法进一步包括当所述第二抽头系数与所述第一抽头系数的比率超出第一阈值时，激活ISI均衡器，其中所述ISI均衡器用于在被激活时对所述信号进行ISI均衡。附图说明

[0006] 为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：

[0007] 图1是通信系统的图；

[0008] 图2是相干光通信系统的图；

[0009] 图3是具有部分信道估计的实施例ISI均衡器的图；

[0010] 图4是展示两个时间间隔内，如何对储存于导频缓冲区中的导频进行信道估计的一组图；

[0011] 图5是进行ISI估计的实施例方法的流程图；

[0012] 图6是用于动态激活/去激活ISI均衡器的实施例信号处理器的图；

[0013] 图7是用于动态激活或去激活ISI均衡器的实施例方法的流程图；

[0014] 图8是展示经过滤的采样序列的均方误差(mean square error，MSE)速率的模拟结果的一组曲线图，通过对不连续导频进行信道估计获得该经过滤的采样序列；

[0015] 图9是展示经过滤的样本序列的误码率(bit error rate，BER)的模拟结果的曲线图，通过对不连续导频进行信道估计获得该经过滤的样本序列；

[0016] 图10是对在光信道上传送的信号所承载的不连续导频进行信道估计所获得的模拟结果的一组曲线图；

[0017] 图11是实施例处理系统的框图；以及

[0018] 图12是实施例收发器的框图。

[0019] 除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。

具体实施方式

[0020] 下文将详细论述本发明实施例的制作和使用。应了解，本文所揭示的概念可以在多种具体环境中实施，且所论述的具体实施例仅作为说明而不限制权利要求书的范围。进一步的，应理解，可在不脱离由所附权利要求书界定的本发明的精神和范围的情况下，对本文做出各种改变、替代和更改。

[0021] 进行信道估计以评估传播信号的信道的特征。产生的信道统计数据随后被用来以补偿被信道引入的失真的方式处理(例如，过滤)信号。在ISI均衡的背景下，进行信道估计来估计信道的内存特征。内存特征涉及起始符号干扰尾部符号的程度，并且能够用于调节符号解调之前的信号。

[0022] 数据辅助信道估计大体上包括分析信号承载的导频。导频是在信号中构成开销的已知符号。一方面，传送比支持期望水平的信道估计所必需的导频更多的导频减少了信道吞吐量，这是因为多余的导频占用了本可以用来传递数据的资源。另一方面，传送比支持期望水平的信道估计所必需的导频更少的导频可能需要接收器进行盲解码来维持可接受的差错率，其通常包括相当复杂的信号处理技术，这些技术将时延引入到解码过程中。盲检测还可具有系统设计分支。例如，盲检测算法可能需要参数调整来适应不同群集大小，因此，可能难以按照独立于所使用的调制方案的方式实施盲检测。出于这些原因，很多传统的通信协议主要依赖于导频从而提供信道估计，因此，当期望准确的信道估计时，常常包括较高的导频密度。例如，一些蜂窝协议(例如长期演进(Long Term Evolution，LTE)、高级LTE)可能将它们超过百分之十的有效负载用于承载导频符号。其它(例如光学、微波)系统具有略低的导频密度。

[0023] 因为失真可能是时变的，通常在每个时间间隔内传送导频。相应地，传统的均衡技术只用那些在给出的时间间隔内传送的导频处理在该时间间隔内传送的帧。但是，实际上，信道经常在时域中呈现至少一些相干性，因此跨越两个或两个以上时间间隔的时段，信道为准静态。

[0024] 使用跨越不同时间间隔传送的不连续导频进行ISI估计，在此提供的的实施例利用通信信道的准静态本质。在一个实例中，在不同时间间隔内接收至少两帧，并且从各帧中承载的导频提取噪声向量。对噪声向量共同地进行频谱估计，从而得到抽头系数的集合，然后用这些抽头系数对所述帧中的至少一帧进行ISI均衡。因此，通过使用在另一时间间隔内传送的至少一些导频，对一个时间间隔内传送的帧进行ISI均衡。使用不连续导频来进行信道估计可以在下一代通信系统中实现更低的导频密度。

[0025] 在此提供的实施例进一步提供用于动态激活/去激活ISI均衡器的技术，从而提升信号解码效率。值得注意地，ISI均衡消耗处理资源并增加进行解码所需的时间量。在一些情况下，信道的状况可能是如相对低量的ISI被引入到信号中。在此类情况下，有可能在不进行ISI均衡的情况下实现可接受的差错率，从而提升解码效率。实施例技术基于从信号承载的导频导出的抽头系数之间的比率估计信号中ISI的等级。当抽头系数之间的比率超过阈值时，激活ISI均衡器。当抽头系数之间的比率低于阈值时，去激活该ISI均衡器。抽头系数之间的比率可以用来估计信号中的ISI，因为抽头系数总体上对应于从一个符号渗漏到下一个符号的能量量。例如，在给出的抽头系数集合中，第一抽头系数通常对应于信号中起始符号的能级，第二抽头系数总体上对应于从信号中的起始符号渗漏到尾部符号的能量量。因此，当起始符号渗漏到尾部符号的能量变多时，第二抽头系数和第一抽头系数间的比率增加。下文更详细地描述了这些方面。

[0026] 图1是通信系统100的图，在通信系统100中，将信号在通信信道130上从传输器110传送到接收器120。如图所示，编码器105编码比特流并且将经编码的比特流转发到传输器110。编码器105可利用任何类型的编码方案，包括前向纠错(forward error correction，FEC)编码方案。传输器110随后通过将该经编码的比特流中的比特映射成调制符号(例如，QAM符号、QPSK符号)来调制该经编码的比特流，并且进行额外信号处理步骤(例如，过滤、数模转换(digital to analog conversion，DAC)、放大)从而得到信号。该信号随后在通信信道130上传输到接收器120。通信信道130可以是任何类型的信道。在一些实施例中，通信信道130包括有线链路/接口，例如，铜线、光纤。在其它实施例中，通信信道130包括无线链路/接口。在此类实施例中，传输器110和接收器120可以根据无线电信协议传送信号，如长期演进(Long Term Evolution，LTE)、全球微波接入互操作性(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)，或Wi-Fi电信协议。

[0027] 一旦接收到信号，接收器120在符号解调前对信号进行不同处理步骤(例如，模数转换、过滤)。随后在解码器125处解码经解调的信号，从而得到解码的比特流。值得注意地，可在符号解调期间或之后进行ISI均衡。在一些实施例中，在均衡期间生成软输出信息(例如，对数似然比(log likelihood ratio，LLR))。可将该软输出信息提供给解码器125，其中该软输出信息作为用于在位级解码期间获得硬决策的输入参数。可以利用不同技术生成该软输出信息，如软输出维特比算法(soft output Viterbi algorithm，SOVA)或波尔-库克-贾里尼克-拉维夫(Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv，BCJR)算法。应了解，接收器120可包括其它组件，如在符号解调前进行符号时序同步、载波相位估计和校正的组件。可用全响应均衡器或部分响应均衡器来进行ISI均衡。全响应均衡器在假设传输脉冲满足奈奎斯特ISI准则的情况下进行ISI均衡，这样这些传输脉冲在传输时在时域中不重叠。由于信道失真，在接收器处，时域中的传输脉冲之间重叠的数量可能有变化。相比而言，部分响应均衡器可能在不假设传输脉冲满足奈奎斯特ISI准则的情况下进行ISI均衡，因此传输脉冲可具有不可忽略的重叠。部分响应均衡器可利用后滤波器来将影响电流符号的邻近符号的数量限定到有限较少的数量，从而实现利用不同ISI均衡技术，例如，最大似然序列检测(maximum likelihood sequence detection，MLSD)。

[0028] 可在相干光学系统中实施在此所述的实施例ISI技术。图2是相干光学系统200的图，在相干光学系统200中，将数据在光纤信道230上从相干光传输器210传送到相干光接收器220。如图所示，编码器205编码比特流，然后转发经编码的比特流到相干光传输器210。编码器205的配置可与编码器105类似，并且编码器205可利用任何类型的编码方案，包括前向纠错(forward error correction，FEC)编码方案。相干光传输器210随后通过将经编码的比特流中的比特映射为调制符号来调制该经编码的比特流。在将信号转发到电光转换器211之前，相干光传输器210还可进行其它信号处理步骤(例如，过滤、数模转换(digitalto analog conversion，DAC)、放大)。虽然电光转换器211被描述为相干光传输器210的组件，应了解在一些实施例中，电光转换器211可以是与相干光传输器210分离的独立组件。电光转换器211还可被称作光电前端。

[0029] 在将光信号在光纤信道230上传输到相干光接收器220之前，电光转换器211将该信号转换成光信号。相干光信道230包括不同组件，包括光放大器、光纤以及光交换器和滤波器。相干光信道230的组件可能将失真引入光信号中，特别是当相干光信道230是有限带宽信道时，例如，在某转折频率之上频率响应是0的信道。

[0030] 一旦接收到光信号，相干光接收器220在光电转换器221处将光信号转换成模拟电信号。与电光转换器211类似，光电转换器221可以是相干光接收器220的内部组件，或与相干光接收器220分离的独立组件。之后，相干光接收器220可以在符号解调之前进行不同信号处理步骤(例如，模数转换、过滤)。可在符号解调期间或之后进行ISI均衡。相干光接收器220可以在ISI均衡之前进行色散(chromatic dispersion，CD)补偿和/或偏振模色散(polarization mode dispersion，PMD)补偿。此外，可以生成软输出信息(例如，LLR)，该软输出信息可在位级解码期间作为用于生产硬决策的输入提供给解码器225。

[0031] 一些ISI估计技术将信道模型化成子抽头延迟线有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器。此类技术可使用时域抽头估计技术来确定FIR滤波器的抽头。接着可在符号解调之前，使用FIR滤波器调节接收到的信号。

[0032] 图3是用于对信号310进行ISI均衡的实施例ISI均衡器300。在此实例中，信号310承载一组不连续导频311、312、319和数据321、322、329。导频311、312、319包括在信道估计期间被分析的符号的已知序列。数据321、322、329包括为了得到信息而被处理的符号的序列(例如，解调、解码等)。在一系列时间间隔内传输的一连串帧中传送导频311、312、319和数据321、322、329。每一帧包括导频311、312、319其中之一和数据321、322、329中其中之一，并且每一帧在不同时间间隔内传输。例如，在一个时间间隔内传输的帧中传送导频311和数据321，在随后的时间间隔内传输的另一帧中传送导频312和数据322。

[0033] 如图所示，ISI均衡器300包含导频缓冲区340、信道抽头提取器350、数据缓冲区375、FIR滤波器380和序列估计器390。导频缓冲区340可包括用于储存导频311、312、319的任何组件或组件集合。数据缓冲区375可包括适于储存数据321、322、329的任何组件或组件集合。信道抽头提取器350可包括用于分析导频311、312、319从而得到抽头系数集合的任何组件或组件集合。滤波器380可包括用于基于该抽头系数集合过滤数据321、322、329从而得到调节的信号的任何组件或组件集合。该调节信的号随后被转发到序列估计器390，其解调在该调节的信号中的符号。

[0034] 图4是展示在两个时段491、492内，对储存于导频缓冲区440中的导频进行信道估计的一组图400。在此实例中，信道抽头提取器450在每个时段分析储存于导频缓冲区440中的导频从而得到抽头系数集合以供针对一个或多个帧的解码进行ISI均衡。导频缓冲区440包括用于储存来自N个接收到的帧的导频的内存位置441、442、448、449(N是大于1的整数)。这些帧可以是也可以不是连续的。每一帧内的导频可进一步分成几个子帧，每个子帧承载多个导频符号(K)。帧411至420其中之一的导频符号(K)和在相同子帧内的其它导频符号可以是连续的(在时域中)，但是和在不同子帧内的导频符号是不连续的(在时域中)。尽管该导频缓冲区440被描述为储存来自四个或四个以上不连续帧的导频，应了解，在一些实施例中，导频缓冲区440可以储存来自仅两个不连续帧的导频。

[0035] 如示意图401所示，当在时段491内进行ISI估计时，导频411至419储存于该导频缓冲区440的内存位置441至449。在时段492内，将导频420添加到导频缓冲区440。为了给导频420腾出空间，从导频缓冲区440中丢弃最旧的导频(即，导频411)。以此方式，信道抽头提取器450从最近提取的导频生成抽头系数集合。应注意，在一些实施例中，可从比所有帧少的帧中提取导频。不同帧承载导频411至420中的每一个，每一帧在不同时间间隔内传输。接收帧的顺序对应于导频411至420中的每一个下面的指数(1，2，……，N，N+1)。例如，在接收承载导频412的帧之前接收承载导频411的帧。

[0036] 在提取抽头系数前从接收到的导频提取无偏置噪声向量可能有帮助。在一些实施例中，通过自回归建模确定噪声向量。例如，可以使用以下等式去除噪声中的偏置：N_无偏置＝N–均值(N)，其中N_无偏置是无偏置的噪声向量，N是用于当前抽头估计的导频符号的数量，并且均值(N)是用于噪声参数估计的所有导频符号的噪声项平均值。值得注意地，该无偏置的噪声向量可以提供抽头系数的相对权值。

[0037] 可以用参数频谱估计的原理估计抽头系数。在一个实例中，用递推技术计算反射系数的集合，如莱文森-德宾递推。在计算期间，可以通过最小化预测误差的估值能得到反射系数，其可以用以下等式来表示：其中err(k)是预测误差，fk是前向预测误差，bk是后向预测误差，N是当前抽头估计所用的导频符号的数量，k是系数指数并且系数的数量等于模型顺序，n是所用导频符号的数量的指数项，以及mk是待估计的第k个抽头系数。在实施例中，根据以下等式得到前向预测误差：fk(n)＝fk-1(n-1)+mkbk-1(n-1)。在相同或不同实施例中，根据以下等式得到后向预测误差：bk(n)＝bk-1(n-1)+mkfk-1(n)。根据f0(n)＝b0(n)＝x(n)可以初始化前向和后向预测误差，其中x(n)是第n个样本。在相同或不同实施例中，可以根据以下等式求解第k个抽头估值：

[0038] 图5是进行ISI估计的实施例方法500的流程图，方法500可由接收器执行。在步骤510，接收器接收承载第一帧和第二帧的信号。在不同于接收第二帧的时段内接收第一帧。
可以在连续时段或非连续时段内得到第一帧和第二帧。在步骤520，接收器从该第一帧承载的导频中提取第一噪音向量以及从该第二帧承载的导频中提取第二噪音向量。第一帧承载的导频与第二帧承载的导频在时域中不连续。在步骤530，接收器对第一噪音向量和第二噪音向量进行频谱估计，得到抽头系数的集合。在一些实施例中，将第一噪声向量和第二噪声向量组合从而得到长噪声向量，并且通过该长噪声向量计算抽头系数的集合。也可以使用其它噪声向量(例如，来自其它导频的噪声向量)得到抽头系数的集合，这取决于导频缓冲区的大小。在步骤540，接收器对第二帧进行ISI均衡，去除第二帧内符号中的残余ISI。接着可以解调和解码第二帧从而得到第二帧承载的信息。应了解，可以不中断，或者延时解调和/或解码第二帧的方式进行ISI均衡。

[0039] 在一些实施例中，针对每一帧计算抽头系数。在其它实施例中，针对比所有帧少的帧计算抽头系数。例如，可以根据一种方式计算抽头系数的新集合，例如，每隔一帧、每隔两帧。在此实例中，当自计算出前一个抽头系数集合后已经得到少于阈值个数的帧时，接收器可对新帧进行ISI均衡而无需为该新帧计算任何附加抽头系数。这可能减轻位于均衡器上的处理负荷。在其它实施例中，当抽头系数的新集合和前一个抽头系数集合之间的差值未能满足一个或多个准则时，可丢弃不用于ISI均衡的抽头系数的新集合。例如，当抽头系数的新集合和前一个抽头系数集合内各自系数之间的平均差值或中值差值超出阈值时，可以满足准则。作为另一实例，当抽头系数的新集合和前一个抽头系数集合内两个各自系数之间最大差值超出阈值时，可以满足准则。

[0040] 本发明的各方面提供用于动态激活/去激活ISI均衡器的技术，从而提升信号解码效率。图6是动态激活/去激活ISI均衡器630的实施例信号处理器600的图。信号处理器600可以是接收器内的一组组件。如图所示，信号处理器600包含信道抽头提取器610、激活器/去激活器620、ISI均衡器630、软输出序列估计器640和FEC码组解码器650。信道抽头提取器610对信号的导频进行信道估计，从而得到抽头系数的集合。这可以包括从该信号承载的导频提取噪声向量，以及对噪声向量进行频谱估计从而得到抽头系数的集合。值得注意地，抽头系数的集合包括对应于信号中起始符号的能级的至少第一抽头系数，和对应于由于信道引入的ISI造成的从起始符号渗漏到信号中尾部符号的能量量的第二抽头系数。信道抽头提取器610随后将抽头系数的集合提供给激活器/去激活器620和ISI均衡器630。激活器/去激活器620比较抽头系数间的比率来确定是否激活/去激活ISI均衡器630。例如，当抽头系数间的比率(例如，第二抽头系数与第一抽头系数的比率)超过阈值时，激活器/去激活器
620可激活ISI均衡器630。作为另一实例，当抽头系数间的比率(例如，该第二抽头系数和该第一抽头系数间的比率)低于阈值，该激活器/去激活器620可以去激活该ISI均衡器630。激活ISI均衡器630的阈值可等于去激活ISI均衡器630的阈值。或者，激活ISI均衡器630的阈值可以大于去激活ISI均衡器630的阈值，从而减小激活/去激活ISI均衡器630的频率。ISI均衡器630在被激活时对信号进行ISI均衡，将均衡信号转发到软输出序列估计器640。软输出序列估计器640从均衡信号计算软输出信息(例如，LLR)，并且将均衡信号转发到FEC码组解码器650。FEC码组解码器650基于该软输出信息进行信号解码从而得到解码的信号。ISI均衡器630在被去激活时不对该信号进行ISI均衡，在这种情况下，将该信号直接转发到FEC码组解码器650进行信号解码。当可以使用软输出信息时，FEC码组解码器650可以实现更低误码率，而当去激活ISI均衡器630和/或软输出序列估计器640时，可以降低信号处理器600的整体处理复杂度、延时、和/或功率消耗。

[0041] 图7是动态激活或去激活均衡器的实施例方法700的流程图，方法700可由接收器执行。在步骤710，接收器开始接收信号。在步骤720，接收器从当前时段内的信号承载的导频提取噪声向量。在步骤725，接收器从当前时段内接收的导频提取均值直流偏置信号。在步骤730，接收器对噪声向量进行频谱估计，得到至少第一抽头系数和第二抽头系数。在步骤740，接收器确定ISI均衡器是否被激活。如果ISI均衡器目前没有被激活，接收器在步骤740确定当前时段得到的抽头系数的比率是否超过阈值。如果在步骤745确定抽头系数的比率超过阈值，那么在步骤770增量时段之前，接收器在步骤745激活ISI均衡器。否则，接收器在步骤770增量时段而无需激活ISI均衡器。

[0042] 如果在步骤735接收器确定ISI均衡器当前被激活，那么在步骤760接收器确定当前时段得到的抽头系数的比率是否低于阈值。如果在步骤760确定抽头系数的比率低于阈值，那么在步骤770增量时段之前，接收器在步骤765去激活ISI均衡器。否则，接收器在步骤770增量时段而无需去激活ISI均衡器。之后，只要接收器继续接收信号就重复步骤720至
770。在一些实施例中，在步骤770实行延时从而半静态地进行激活/去激活。这可以减少接收器的功率消耗。在其它实施例中，进行激活/去激活没有任何延时。在一个实例中，在分析不连续导频的接收器内采用实施例ISI激活/去激活技术。在此实例中，当前时段包括两个或两个以上时间间隔。在其它实例中，在分析连续导频的接收器内采用实施例ISI激活/去激活技术。

[0043] 图8是原始采样序列和用如上文所描述的不连续导频的ISI估计技术得到的经过滤的采样序列之间的均方误差(mean square error，MSE)的一组曲线图。在图8中，圆圈指代经过滤的符号序列，叉号指代使用通过本文所提供的实施例ISI估计技术得到的抽头估值过滤信号从而得到的序列。该原始采样序列通过第三排序自回归(autoregressive，AR)信道并且估计技术应用于不同信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)，用于计算SNR值的噪声功率被建模为加性高斯白噪声(additive white Gaussian noise，AWGN)。这些曲线图展示了相比低级的SNR，SNR级别越高，实施例ISI估计技术的越准确。如图所示，观察到序列中的高相关度，这表明对于适中和高信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)，此处提供的实施例抽头系数估计技术相当准确。

[0044] 图9是展示三个不同相干光接收器的误码率(bit error rate，BER)的模拟结果的曲线图。第一接收器(接收器-1)不采用ISI估计。如果假设接收器了解引入到信号中的准确的ISI，第二接收器(接收器-2)采用可能出现的理想的ISI均衡。因此，第二接收器在测试的信道条件下展示尽可能好的性能。第三接收器(接收器-3)采用实施例不连续导频ISI均衡。如图所示，实施例不连续导频ISI技术实现的BER性能水平类似于针对测试的信道条件的理想ISI均衡实现的BER性能水平。

[0045] 图10是展示抽头系数与BER性能的比率的一组曲线图，该BER性能是通过针对相干光学路径的在两种不同信道条件下的实施例不连续ISI均衡技术实现的。存在16个波长选择开关(wavelength selective switch，WSS)时的残余ISI远多于只存在4个WSS时的残余ISI。相应地，最上面的图表示当高斯白噪声的效果随着SNR递增而减轻时，ISI的影响递增。当只有4个WSS时，抽头比率限于近似0.25。当有16个WSS时，抽头比率增加到约0.8。与呈现4个WSS的光信道相比，对于呈现16个WSS的光信道中采用的实施例不连续导频ISI均衡技术，这转换成增加的BER性能。

[0046] 图11是可以安装在主机设备中的用于执行本文所描述的方法的实施例处理系统1100的框图。如图所示，处理系统1100包括处理器1104，存储器1106，和接口1110至1114，其可(或不)如图11所示配置。处理器1104可为用于执行计算和/或其它处理相关的任务的任意部件或部件集合。存储器1106可为用于存储编程和/由处理器1104执行的指令的任意部件或部件集合和/或指令。在一实施例中，存储器1106包括非瞬时性计算机可读介质。接口
1110、1112、1114可为允许处理系统1100与其它设备/组件和/或用户通信的任何组件或组件集合。例如，接口1110、1112、1114中的一个或多个可以用于将数据、控制或管理消息从处理器1104传送到安装在主机设备和/或远端设备上的应用程序。作为另一实例，接口1110、
1112、1114中的一个或多个可用于于允许用户或用户设备(例如，个人电脑(personal computer，PC))来和处理系统1100互动/通信。处理系统1100可包括图11中未描述的额外组件，如长期存储器(例如，非易失性存储器)。

[0047] 在一些实施例中，处理系统1100包括在接入电信网络或另外作为电信网络的部件的网络设备中。在一个实例中，处理系统1100处于无线或有线电信网络中的网络侧设备中，例如基站、中继站、调度器、控制器、网关、路由器、应用程序服务器，或电信网络中的任何其它设备。在其它实施例中，处理系统1100处于接入无线或有线电信网络的用户侧设备中，该用户侧设备例如，移动站、用户设备(user equipment，UE)、个人计算机(personal computer，PC)、平板计算机、可穿戴式通信设备(例如，智能手表)，或用于接入电信网络的任何其它设备。

[0048] 在一些实施例中，接口1110、1112、1114中的一个或多个将处理系统1100连接到用于在电信网络上传输和接收信令的收发器。图12是用于在电信网络上传输和接收信令的收发器1200的框图。收发器1200可安装在主机设备中。如图所示，收发器1200包含网络侧接口1202、耦合器1204、传输器1206、接收器1208、信号处理器1210，以及设备侧接口1212。网络侧接口1202可以包括用于在无线或有线电信网络上传输或接收信令的任何组件或组件集合。耦合器1204可包括用于促进经网络侧接口1202的双向通信的任何组件或组件集合。传输器1206可包括用于将基带信号转换成适合于经网络侧接口1202传输的经调制的载波信号的任何组件或组件集合(例如，上变频器、功率放大器)。接收器1208可包括适于将经网络侧接口1202接收到的载波信号转换成基带信号的任何组件或组件集合(例如，下变频器、低噪声放大器)。信号处理器1210可包括用于将基带信号转换成适合于经设备侧接口1212通信的数据信号的任何组件或组件集合，反之亦然。设备侧接口1212可包括在主机设备(例如，处理系统1100、局域网(local area network，LAN)端口)内的用于在信号处理器1210和组件间传送数据-信号的任何组件或组件集合。

[0049] 收发器1200可通过任何类型的通信介质传输和接收信令。在一些实施例中，收发器1200通过无线介质传输和接收信令。例如，收发器1200可为用于根据例如蜂窝协议(例如，长期演进(long-term evolution，LTE))、无线局域网(wireless local area network，WLAN)协议(例如，Wi-Fi)或任何其它类型的无线协议(例如蓝牙、近场通信(near field communication，NFC))的无线电信协议通信的无线收发器。在此类实施例中，网络侧接口1202包含一个或多个天线/辐射元件。例如，网络侧接口1202可包括单个天线、多个分开的天线或用于多层通信的多天线阵列，例如，单输入多输出(single input multiple output，SIMO)、多输入单输出(multiple input single output，MISO)、多输入多输出(multiple input multiple output，MIMO)。在其它实施例中，收发器1200经有线介质传输并接收信令，例如，双绞线电缆、同轴电缆、光纤。特定处理系统和/或收发器可利用所有所示组件或仅组件的子集，且设备之间的集成程度可能不同。

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