技术领域
[0001] 本
发明涉及用于接收卫星定位信号的设备和方法，该卫星定位信号是诸如例如来自GPS、GALILEO、GLONASS、QZSS
星座的
人造卫星或来自任何其他卫星
导航系统的信号。
背景技术
[0002] 众所周知，低成本全球定位装置的可用性已经导致商业服务和产品的大规模发展，从而使得可以定位全世界的人和车辆。然而，这些低成本装置不能用于需要以小于一米的
精度来知晓
位置的应用中，因为从卫星接收的信号不具有足够高的载波噪声比(CNR或C/N)以足够的精度
水平来估计从卫星发送的每个定位信号的飞行时间。
[0003] 实际上，定位装置被配置成通过求解以下方程组来确定其自身位置(纬度、经度和高度)：
[0004]
[0005] 其中，Xu、Yu、Zu、Cu为待确定的未知参数，分别表示经度、纬度、高度、以及装置的时钟与均相互同步的卫星的时钟的偏差，参数X1、Y1、Z1；...；X4、Y4、Z4是(确定装置的位置所必需的)四个卫星的位置，并且由该装置基于每个定位信号中包含的数据的一部分(即，发射信号的卫星的星历和发生了发射的时刻)来确定，而参数R1、...、R4如下来确定：
[0006] Ri＝c·Ti 1≤i≤4 (2)
[0007] 其中c是光速，而Ti是第i个卫星发射的定位信号的飞行时间，其中飞行时间Ti是接收到信号的时刻(通过装置的内部时钟确定)和发生了该信号的发射的时刻(基于信号本身中包含的信息确定)之间的算术差的结果。
[0008] 从这个简要概述中，可以理解载波噪声比如何能够影响确定卫星定位信号的接收时刻的精度；实际上，载波噪声比越高，装置可以确定信号的接收时刻的精度越高，因为信号可以通过该装置的接收器更有效地检测。
[0009] 为了增加定位准确度，一种已知的解决方案利用彼此相距已知距离的两个或多个定位设备和处理装置(例如，PC、智能电话等)，该处理装置被配置成通过使用来自该定位设备中的每一个的信息，以及通过考虑该接收器分隔的距离来确定位置，以便能够去除大部分噪声影响。然而，这种解决方案不能容易地应用于空间和
能量消耗是重要因素的应用中，因为需要使用两个或多个定位设备导致双倍的能量消耗和空间占用。
[0010] 另一个噪声源是由于多径和/或干扰源和/或试图通过插入旨在导致错误定位(欺骗)的伪信号来模拟卫星定位信号的信号源的影响。如在ELECTRONICS AND TELECOMMUNICATIONS RESEARCH INSTITUTE的美国
专利申请公开US 2014/375500A1中所述，由这些噪声源引起的影响可以通过使用借助于波束形成网络彼此连接的多个接收器来减轻，其主要任务是通过选择性地关闭在定位装置中引入大多数噪声的那些接收器来减少来自特定方向的噪声(也是人工噪声)。显然，这种解决方案不适于提高载波噪声比，因为它在特定情况下阻止信号进入定位装置。
[0011] 此外，ROCKCELL INTERNATIONAL CORPORATION的美国专利申请公开US 5,952,968描述了一种用于通过使用在
变频器(下变频器)的下游操作的波束形成网络来减少干扰源的影响的解决方案，其中每个变频器位于天线的下游。然而，这种解决方案需要对接收器设备进行
修改，因此不能与现有接收器一起使用。此外，就可靠性而言，这种解决方案存在许多关键问题，因为转换器的存在降低了平均故障间隔时间。除此之外，由定位装置计算的位置不利地受到(恒定)最小定位误差的影响，超过该误差则不可能，因为变频器引入了不能被精确地量化的
相位延迟和背景噪声，这是由于存在不可避免地受到热现象影响的
振荡器电路而引入的。
发明内容
[0012] 本发明旨在通过提供一种用于接收卫星定位信号的设备和方法来解决这些和其它问题。
[0013] 本发明的基本思想是使用多个天线来接收卫星定位信号，其中所述天线中的每一个(直接)连接到
移相器，以及其中所述移相器的输出端通过输出收集器彼此连接，其中可以在来自卫星(并由天线接收)的信号之间生成相长干涉和/或可以在所述信号的反射之间和/或来自位于除了人造卫星星座的卫星的位置之外的位置的源的信号(诸如例如从地面或海洋站发送的伪信号)之间生成破坏性干涉。
[0014] 这样，有可能增加信号的载波噪声增益，于是该信号可以由位于所述移相器下游的定位装置捕获，从而也减少了多径效应，因为相长干涉将仅在直接从卫星接收的信号之间产生，而不是在所述信号的反射之间产生，相长干涉将以有利的破坏性方式彼此干扰。
[0015] 本发明的其它有利特征在所附
权利要求中阐述。
附图说明
[0016] 从以下对附图中所示的本发明
实施例的描述中，本发明的这些特征以及其它优点将变得更加明显，通过非限制性实例的方式来提供附图，其中：
[0017] 图1是根据本发明的用于接收卫星定位信号的设备的
框图；
[0018] 图2是示出了包括在图1的设备中的天线阵列的主要元件的框图；
[0019] 图3是图1的设备的框图，其示出了可以包括在该设备中的控制单元的主要元件；
[0020] 图4是示出根据本发明的用于接收卫星定位信号的方法的框图；
[0021] 图5示出了包括在图2的天线阵列中的波束形成网络的图；
[0022] 图6是图5的波束形成网络的框图；
[0023] 图7是图6的细节的电路图，特别是移相器的一种可能的物理实现的电路图。
具体实施方式
[0024] 在本
说明书中对“实施例”的任何引用将指示特定配置、结构或特征被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，“在实施例中”和可能存在于本说明书的不同部分中的其它类似表达将不必全部涉及相同实施例。此外，任何特定的配置、结构或特征可以适当地组合在一个或多个实施例中。因此，仅为了简明起见而使用以下描述，其不限制各种实施例的保护范围或广度。
[0025] 参考图1和2，以下将描述根据本发明的用于接收
卫星信号的设备1。
[0026] 设备1包括天线阵列2，其包括以下部件：
[0027] —至少两个天线21a、21b、21c、21d，其能够接收由至少一个人造卫星的星座C(诸如例如，GPS、GALILEO、GLONASS卫星星座)生成的卫星定位信号，即，天线21a-21d被设计用于接收具有1575.42MHz和/或1227.6MHz
频率和/或用于卫星定位信号的传输的另一频率的无线
电信号；
[0028] —至少两个移相器22a、22b、22c、22d，其中每个移相器22a-22d具有连接到天线21a-21d中的一个的输入端，即与天线21a-21d中的一个直接通信；
[0029] —输出收集器23，优选地由用于
射频信号的引导结构组成，其具有已知的阻抗值以及可以与定位装置4(也称为外部接收器)通信，其中移相器22a-22d的输出端通过输出收集器23彼此连接(优选地
串联或并联)，其中可以在卫星定位信号之间产生相长干涉和/或在卫星定位信号的反射之间产生破坏性干涉。
[0030] 这样，可以在由天线21a-22d接收并由移相器22a-22d(适当地)移相的卫星定位信号之间产生相长干涉，和/或可以在卫星定位信号的反射之间产生破坏性干涉，从而增加载波噪声比，并因此减小定位装置的定位误差。
[0031] 每个移相器22a-22d包括控制输入端，其可以通过控制线24(在图2中表示为一束虚线)接收
控制信号；该控制线可以是点对点类型，即每个移相器一条线(如图2所示)。
[0032] 作为上述情况的替代方案，例如通过使用I2C总线或允许引导数据在该控制线上传输的另一类型的总线，该控制线可以由两个或多个移相器共用。
[0033] 在优选实施例中，天线阵列2优选地通过使用四个天线21a、21b、21c、21d来实现，其中输出收集器23然后经由传输线(优选地为同轴传输线)连接到卫星定位装置4，其可以是本领域已知的类型(诸如例如，UBX-G7020、UBX-G8020接收器等)。
[0034] 必须指出，图2中所示的移相器22a-22d的输出端彼此并联连接，但是它们也可以串联连接或者通过串联和并联连接的组合来连接，以便有利地获得更类似于传输线的输出阻抗，其通常对应于卫星定位装置4的输入阻抗，即50欧姆或75欧姆。
[0035] 除了上述之外，设备1还可以包括控制单元3(其将在下文中进一步描述)，控制单元3被配置成根据至少一个控制逻辑来控制移相器22a-22d，以便增加通过天线21a-21d接收的信号中的至少一个的载波噪声比。
[0036] 还参照图3，以下将描述控制单元3，其可以优选地通过使用微
控制器来实现，以及可以优选地包括以下部件：
[0037] —处理装置31，例如一个或多个CPU，优选地以可编程方式通过执行合适的指令来管理装置3的操作；
[0038] —存储装置32，例如闪速
存储器、ROM、
磁性存储器等，与处理装置31进行信号通信，其中存储装置32至少存储可由处理装置31读取的指令，其实现至少一个控制逻辑；
[0039] —接收装置33，例如用于接收和解调无线电信号的电路(RF前端)，其适于确定至少一个所接收的信号的载波噪声比，使得处理装置能够至少基于载波噪声比应用至少一个控制逻辑；
[0040] —控制设备34，例如可编程
电压调节器等，其能够与移相器22a-22d进行信号通信，以及适于输出包括至少一个数据的控制信号，该数据
指定每个移相器必须施加到来自该移相器所连接的天线21a-21d的每个信号的
相位延迟。
[0041] —通信总线37，其允许在处理装置31、存储装置32、接收装置33和控制装置34之间交换信息。
[0042] 作为通信总线37的替代方案，处理装置31、存储装置32、接收装置33和控制装置34可以通过星形结构连接。
[0043] 如前所述，控制装置34优选地可以包括可编程电压调节器，因此控制信号可以是至少一个恒压
电流；实际上，如将在下文中进一步描述的，由每个移相器产生的相位延迟可以取决于控制信号的电压值。
[0044] 必须指出，本领域普通技术人员将能够使用产生不同于刚才描述的类型的控制信2
号(例如，符合IC通信协议的控制信号)的控制装置34，而不偏离本发明的教导。
[0045] 同样参考图4，以下将描述根据本发明的用于接收卫星定位信号的方法。当设备1处于操作状态时，控制单元3的处理装置31执行根据本发明的方法的以下阶段：
[0046] a.信号捕获阶段P1，其中通过接收装置33捕获至少一个卫星定位信号，该卫星定位信号优选地由人造卫星星座C的至少一个卫星发射；
[0047] b.控制生成阶段P2，在这个阶段中，例如通过使用存储在存储装置32中的至少一个控制逻辑、基于至少一个卫星定位信号生成至少一个控制信号，该至少一个控制逻辑将控制信号的至少一个属性(例如电压、占空比等)与该至少一个信号的一个特性(例如表示其载波噪声比、其内容等的值)相关联；
[0048] c.天线配置阶段P3，在这个阶段中，控制装置发射至少一个控制信号，该至少一个控制信号配置每个移相器22a-22d将向通过其的信号施加的相位延迟。
[0049] 这样，可以有利地增加载波噪声比，从而提高卫星定位装置4可以获得的定位精度。
[0050] 处理单元31可以被配置成(在控制生成阶段期间)基于由天线21a-21d接收的多个卫星定位信号(例如可以由该天线接收或者由定位装置4使用或可用的所有定位信号)的多个载波噪声比来生成控制信号，以便计算位置。换句话说，在控制生成阶段的过程中，接收装置33确定多个载波噪声比，其中每个载波噪声比涉及由天线21a-21d接收的一个卫星定位信号，而该控制信号是基于该载波噪声比生成的。这个控制逻辑可以有利地用于减少该装置确定其自身的第一位置所需的时间(所谓的首次定位时间-TTFF)。
[0051] 作为上述控制逻辑的替代方案，处理单元31可以被配置为(在控制生成阶段的过程中)生成一组控制信号，其中每个控制信号是基于由天线21a-21d接收的单个卫星定位信号的载波噪声比生成的。换句话说，在控制生成阶段期间，接收装置33确定与由天线21a-21d所接收的卫星定位信号有关的至少一个载波噪声比，以及该控制信号基于该载波噪声比而生成。这个控制逻辑可以有利地用于提高由定位装置4确定的位置的精度；实际上，通过循环地优化每个可接收的单个定位信号，可以使装置4以比根据
现有技术的任何其它解决方案更高的精度水平来确定信号的飞行时间，因为装置4将在内部接收具有比所述现有技术解决方案中的任何一个更高的载波噪声比的信号。当已经确定了足够数量(即四个)的信号飞行时间时，装置4将能够基于这些飞行时间来确定位置。
[0052] 作为上述内容的替代方案或与上述内容的组合，处理单元31可以被配置为在控制生成阶段期间执行以下步骤：
[0053] —确定该至少一个卫星相对于设备1(或天线阵列2)的位置，例如基于卫星的星历、由该卫星发射信号的信号发射时刻、以及通过装置4(例如通过在移相器中不设置适当的延迟)或其它技术(例如基于蜂窝或WiFi网络等的站的位置)计算的设备1的近似位置数据通过计算该位置来确定；
[0054] —根据该位置确定至少一个指向数据，其中该至少一个指向数据限定了移相器22a-22d必须施加的一组相位延迟，以便将天线21a-21d的至少一个
辐射波瓣定向在特定方向。这可以例如通过生成将天线21a-21d的辐射波瓣中的每一个定向在某一方向的指向数据来完成，该方向允许以最佳可能的方式接收来自用于确定设备1(或天线阵列2)的位置的卫星的信号；
[0055] —基于如此生成的该至少一个指向数据来生成控制信号。
[0056] 卫星相对于设备1(或天线阵列2)的位置可以由诸如方位
角和地平线以上的高度的角度量来定义。
[0057] 必须指出，根据本发明的方法由设备1实时执行，以便最好地优化进入装置4的信号。特别地，处理单元31可以被配置成通过执行以下子步骤来(实时)确定至少一个指向数据：
[0058] —基于至少一个卫星相对于设备1(或天线阵列2)的位置，计算限定天线21a-21d的至少一个辐射波瓣的朝向的辐射数据(例如理想辐射图)。这可以例如通过生成辐射图来完成，该辐射图允许接收用于以最高的载波噪声比确定设备1(或天线阵列2)的位置的卫星中的每一个的信号；
[0059] —例如通过使用允许尽可能接近在先前子步骤中生成的理想辐射图的技术，根据该辐射数据生成该至少一个指向数据。
[0060] 结合上述内容或作为上述内容的替代方案，指向数据可以与卫星相对于接收器的至少一个位置相关联；为此，处理单元31可以被配置成通过从包含在存储装置32中的一组指向数据中选择至少一个指向数据来确定该至少一个指向数据。事实上，当设备1不处于操作状态时，可以有利地确定相位信息。例如，第一组指向数据可以通过一系列实验室测试来确定，在该实验室测试期间，(模拟定位信号的信号的)信号源位于相对于设备1的特定位置，以及改变由移相器生成的延迟，直到获得足够高的载波噪声比，之后可以移动信号源，并且可以以相同的方式确定第二组指向数据；可以重复该过程，直到获得允许获得设备1的足够高的空间选择性的多个位置。
[0061] 正如已经提到的，在控制生成阶段P2期间，基于以下要素确定该发射源相对于设备1的位置：
[0062] —关于可能已经发射至少一个卫星定位信号的至少一个卫星的星历数据；
[0063] —由天线21a-21d接收的通过卫星定位
信号传输的发射数据，其表示源应当发射该信号的时刻；
[0064] —天线阵列2的近似位置，正如已经描述的，其可以由装置4计算(例如通过在移相器中不设置适当的延迟)或通过使用另一技术，例如通过使用蜂窝或WiFi网络的站的位置等来计算。
[0065] 以这种方式，可以有利地增加载波噪声比，从而提高通过卫星定位装置4可获得的定位精度；此外，可以减少由位于人造卫星星座C的卫星位置之外的位置(例如在地面或海上)的站发射的任何伪信号存在的影响。
[0066] 还参考图5、6和7，以下将描述天线阵列2的实施例的一个实例；特别地，本说明书将处理包括在天线阵列2中的波束形成网络25，即将天线21a-21d连接到移相器22a-22d以及将后者连接到装置4的网络。
[0067] 波束形成网络25优选地在IS400材料的基底上实现，该材料具有约4.46的
介电常数、约1.55mm的厚度、以及约0.0163的介电扰动/损耗系数。
[0068] 图5示出了波束形成网络25的一个可能实施例的模型，其包括输出端口P1(也称为输出收集器23，以及优选地具有50欧姆的阻抗)，该输出端口P1可以与接收装置33和定位装置4进行信号通信；此外，网络25还包括至少两个(优选地四个)输入端口P2、P3、P4、P5，优选地具有50欧姆的阻抗，每个输入端口可以与天线21a-22d(附图中未示出)中的一个进行信号通信，该天线优选地是本领域已知的类型，例如尺寸为70mm×70mm、在GPS的L1频带(1575.4210MHz)中具有50欧姆的阻抗和7dBi的方向性的贴片天线。
[0069] 波束形成网络25优选地被设计成使得向天线21a-21d供电的点，即端口P2-P5，被分隔开小于(将被接收的)卫星定位信号的
波长的约一半的距离，对于六十进制的50度的最大扫描角度，其对于GPS的L1频带(以1575.42Mhz为中心)约为85毫米，以便保持天线之间的低耦合水平，以及可以获得大约六十进制的50度的最大空间选择性(即，辐射波瓣的最大旋转)。这样，可以增加至少一个所接收的卫星定位信号的载波噪声比，从而减小定位装置4的定位误差。
[0070] 此外，波束形成网络25优选地被设计成使得天线21a-21d可以以等于(将被接收的)卫星定位信号的约四分之一波长的(在空气中的)长度的距离定位在网络25上，对于GPS的L1频带，其相当于约47.5毫米，以便获得具有约-19dBi的最大增益的后波瓣。以这种方式，可以减小由地面反射的信号引起的干扰，以及可以增加所接收的卫星定位信号中的至少一个的载波噪声比，从而减小定位装置4的定位误差。
[0071] 这些关于信号波束形成网络25的几何形状的技术特征的组合允许获得显著的空间方向性；实际上，主波瓣具有约12dBi的最大方向性，而副波瓣(即，相对于主波瓣处于六十进制的+45和-45度的那些)具有比主波瓣的最大方向性值小15dB的增益。当移相器被配置成使主波瓣呈现约六十进制的50度的角度，该主波瓣具有11dBi的最大方向性，而副波瓣具有比主波瓣的最大方向性值小5dB的方向性。基于这些值，可以理解设备1如何可以减少由地面反射的信号而引起的干扰，以便增加所接收的卫星定位信号中的至少一个的载波噪声比。这样，可以减小定位装置4的定位误差。
[0072] 波束形成网络25还可以包括一个或多个
耦合器26，优选地是90°分支耦合器，其通过由控制单元3生成的直流电压对V1、V2来控制，其中耦合器26与微带线进行射频信号通信，该微带线中的每一个(通过移相器22a-22d中的一个)与端口P2-P5中的一个通信，以及其中该微带线具有相同的电长度。此外，耦合器26包括与移相器22a-22d类似的四个附加移相器，这进一步增加了在网络中引入
相移的能
力，以便减小定位装置4的定位误差。
[0073] 图6和7示出了移相器22a-22d，例如，根据E.C.Niehenke，V.V.D.Marco和A.Friedberg的文章“Linear analog hyperabrupt varactor diode phase shifters”中包含的描述来实现这些移相器，该文章发表在Microwave Symposium Digest,IEEE MTT-S International,pp.657–660,June 1985，该文章应认为是本说明书的组成部分。
[0074] 每个移相器22a-22d是4端口RF装置，包括具有非常相似的电特性的两个变容
二极管D1、D2，其由电压控制，允许
输入信号在六十进制的0-150度的范围内延迟；此外，每个移相器22a-22d还包括陶瓷电容器对C1、C2，其分别串联连接到端口P2-P5中的一个(端口P2-P5与天线21a-21d中的一个进行信号通信)，以及连接到与端口P1(通过耦合器24)进行信号通信的移相器22a-22d的输出端口。这些电容器D1、D2将端口P1、耦合器24和天线21a-22d与由控制电压V1、V2中的一个的存在引起的
直流分量绝缘，同时二极管D1、D2中的每一个由控制电压V1、V2逆极化，以便创建具有取决于逆极化电压的值的(延迟输入信号的输出所必需的)电容。如上所述，二极管D1、D2的电特性必须尽可能相似，以避免从移相器输出的信号的任何失真；这种二极管D1、D2优选是可从SkyWorks获得的SMVA1248-079LF型，因为它们在相同生产批次内提供非常相似的特性，以及需要相对低的电压V1、V2。为了防止所接收的信号沿提供
电源电压V1、V2的线路离开，对于每个移相器22a-22d，波束形成网络25可以包括本领域技术人员公知类型的RF阻塞
滤波器27。
[0075] 移相器22a-22d中的任何一个的输入/输出关系可以描述如下：
[0076]
[0077] 其中Vdc是(恒定)电压V1或V2，而由于Vdc的值是实数(非复数)，所以电压Vdc通过具有移相器特性的已知函数来定义由移相器22a-22d施加在输入信号Insignal上的相位延迟。
[0078] 必须指出，天线阵列2从不改变通过天线21a-21d进入的信号的幅度；相反，它仅进行由移相器22a-22d施加的相位变化，使得通过端口P1出去的信号将是直接从星座C的卫星接收的至少一个信号之间的相长干涉和/或该信号的反射之间的破坏性干涉的结果。
[0079] 当然，到目前为止所描述的实例可以进行许多变化。
[0080] 第一变型包括根据本发明的设备，其类似于刚刚描述的设备1，其中该设备的第一变型的控制单元被配置成不仅用于执行本文针对主要实施例描述的操作，而且用于确定该设备的位置，即用于执行由定位装置4执行的功能。
[0081] 第二变型包括与前述两个实施例的设备类似的设备，其中该设备也可以在移动装置上操作，诸如例如船、
飞行器(例如，多旋翼飞行器、飞机、
直升机等)、陆地车辆等。
[0082] 更详细地，该设备的第二变型的控制单元的处理单元被配置用于在信号捕获阶段期间还捕获优选地由
加速度计(其可以被包括在该设备中)生成的朝向信号，其中该信号至少包含限定天线阵列的空间朝向(例如，相对于重力矢量)的朝向信息，天线阵列通常与被安装在其上的移动设备的
框架呈一体；此外，处理单元还被配置用于在控制生成阶段期间还基于朝向信息来生成控制信号。以这种方式，不仅可以根据星座C的至少一个卫星的位置，而且可以根据天线阵列的朝向，以最佳方式来配置天线，以便即使当本发明的设备沿着至少一个旋
转轴改变其倾角时，也能增加所接收的至少一个卫星定位信号的载波噪声比。
[0083] 此外，例如当该装置要安装在距离
建筑物仅几米远飞行的飞行器上时，即在存在许多定位信号的反射的情况下，这种变型被证明是特别有意义的；事实上，在这种情况下，飞机配平的变化，甚至仅几十度的变化(例如，当转弯时)，很可能将导致所接收的并用于确定载具位置的信号中的至少一个的载波噪声比的变化。利用该实施例，可以通过根据天线阵列的朝向适当地重新配置天线阵列来减轻该影响。
[0084] 尽管本说明书已经描述了本发明的一些可能的变型，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，也可以实现其它实施例，其中一些元件可以用其它技术上等同的元件来代替。因此，本发明不限于本文描述的示例性实例，因为可以对其进行许多修改、改进或等同部件和元件的替换，而不脱离如所附权利要求中阐述的基本发明构思。
